CN111245761B - 一种noma上行链路自适应数据接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种NOMA上行链路自适应数据接收方法。针对NOMA上行链路数据接收过程存在的重建误差逐级累计无法消除的问题，本发明将现有技术方案中的已解调用户信号重建、干扰消除、自适应均衡合并为自适应联合干扰消除与均衡过程，用户1的数据接收过程与现有技术方案相同。对于用户的数据接收Q,其中2≤Q≤K且K为总用户数，本发明下的输入包括接收信号，以及用户1至用户Q‑1只经过编码调制后的信号，由于用户信号没有经过信道响应重建过程，输入信号不含用户1至用户Q‑1信号重建误差部分。本发明通过采用用户间相对独立的自适应联合干扰消除与均衡，克服了现有技术方案信号重建误差影响较大的不足，提高了NOMA上行链路接收机性能。

Description

一种NOMA上行链路自适应数据接收方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种NOMA上行链路自适应干扰抵消方法。

背景技术

多址接入是无线通信领域的关键技术之一，从第一代移动通信(1G)到第四代移动通信(4G)，多址接入技术的革新是重要的分水岭。例如，1G采用频分多址(FrequencyDivision Multiple Access，FDMA)，2G采用时分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)，3G采用码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)，4G采用正交频分多址(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)。以上多址接入技术都属于正交多址接入，即各个用户采用正交的时间/频率/码字资源，在时间/频率/码字域，用户之间因相互正交不存在干扰，因此接收机处理相对简单容易。

随着人们对无线通信应用需求的不断增长，尤其是随着移动互联网的迅猛发展和在物联网万物互联的驱动下，第五代移动通信(5G)已经引起工业界、学术界的广泛关注。相对于第四代移动通信，第五代移动通信不仅要实现蜂窝聚合容量的大幅提升，而且要支持多种不同类型的用户，在综合交通无线互联等领域这类需求十分迫切。在此种背景下，非正交多址接入(Non Orthogonal Multiple Access，NOMA)被提出并迅速引起业界广泛关注。与传统正交多址不同，NOMA在同一时间/频率/码字资源块内能够同时服务多个用户，可以看作是叠加编码的一种实现形式。通过在接收端进行串行干扰消除(SuccessiveInterference Cancellation，SIC)，多用户之间的干扰可以被有效地抑制。这样，NOMA不仅可以提高系统容量，而且可以有效地减小接入等待时延。

常规的NOMA技术主要为功率域NOMA，工作在同一时间/频率/码字资源块内的用户通过配以不同的功率来加以区分，图1所示为正交多址与功率域NOMA的资源分配示意图。广义的NOMA技术还包括一些码域NOMA，如稀疏码多址接入(Sparse Code Multiple Access，SCMA)、多用户共享多址接入(Multi-User Shared Access，MUSA)等等。相较而言，功率域NOMA的实现过程更为简单，系统容量增益更易获取，本发明中的NOMA特指功率域NOMA。NOMA数据接收过程按功率从大到小过程执行，接收功率较大用户信号时，将功率较小用户信号看作噪声，然后根据功率较大用户接收数据结果重建信号并从接收信号中减去，再完成功率较小用户数据接收。

图2给出了NOMA下行链路用户数据接收过程，从近到远共分布K个用户，用户距中心站点越远，所分配的功率越大。各用户的数据接收过程独立执行。对于用户K，直接将用户1至用户K-1的信号全部作为噪声完成解调译码；对于其他用户，需依次按功率由大至小完成各用户数据的解调译码，重构信号并执行SIC。对于每个用户接收端，有用信号和干扰信号所经历的信道响应完全相同，例如，虽然用户1收到了用户1至用户K的信号，但这所有用户信号都是经历用户1的信道链路到达用户1的，这种特性对其他用户接收端也如此。因此，对于NOMA下行链路各用户接收端，可以比较容易获得准确的信道响应，从而得以较准确地完成用户信号重建及干扰消除。

图3给出了NOMA上行链路用户数据接收过程，此时由于近端用户功率所经过的路径衰减较小，其在中心站点对应的接收功率较大，因此SIC顺序是从用户1至用户K，与下行链路相反。由于不同用户信号经历了不同的信道路径，信道响应也存在差异，在中心站点需从一个公共的叠加信号中分离出这些具有不同信道响应的用户数据，其数据接收过程相对下行链路更具有挑战性。

NOMA上行链路接收信号y(n)可以表示为

其中x_k(n)表示第k个用户经编码调制之后的发送数据，h_k(i)表示第k个用户的信道响应，M_k为h_k(i)的抽头数，z(n)为服从复高斯分布的白噪声，各用户信号功率参数包含在对应的信道响应之中，即接收信号中用户k的功率为

(x_k(n)为功率归一化的数据符号)。图4所示为现有技术方案下的NOMA上行链路自适应数据接收方法。首先，由于用户1信号功率最大，将接收信号视作用户1信号及其它干扰/噪声之和，即

其中，

这样，针对用户1执行自适应均衡、解调、译码，得到用户1的数据，自适应均衡在解调判决误差的驱动下工作。然后，根据用户1的接收数据结果，执行编码调制，经过信道响应后得到用户1接收信号的重建结果，并从接收信号中减去重建结果完成针对用户1信号干扰消除。理想情况下，用户1接收信号重建应该在响应h₁(n)的作用下完成，然而h₁(n)对接收机是未知信息。实际过程中可以对用户1的自适应均衡抽头系数进行反卷积运算求解，得到用户1的信道响应，或者采用自适应干扰重建及抵消方案，即以干扰抵消后的功率最小化作为目标，自适应训练重建用户1信号所需的抽头系数。

从接收信号中消除用户1信号之后，将用户2信号看作有用信号，其它用户信号和高斯白噪声统一视作噪声，经过自适应均衡、解调、译码即可完成用户2数据接收。随后，按用户到达信号功率从大到小依次执行数据接收及干扰重建抵消，便可得到所有K个用户的接收数据结果。这里，每一级的干扰抵消都是从上一级干扰抵消结果中减去上一级用户信号重建结果，从而保证干扰抵消是抵消了已经接收完成的所有用户的信号。具体而言，用户k自适应均衡的输入是用户k-1自适应均衡的输入减去用户k-1的信号重建结果。

由于信道响应不能准确获取，功率较大用户信号重建会存在一定误差。现有技术方案下，信号重建误差相对于尚未解调用户的接收信号功率而言较大，而且这种重建误差逐级传递，尤其对功率较小的用户信号质量恶化比较显著，严重影响数据的正确接收。例如，用户1的信号重建过程中，其它用户信号及噪声都会造成扰动，重建误差虽然相对用户1的信号功率而言并不显著，但相对其它用户却较为明显，而且这种重建误差在后续各个用户数据接收过程中都无法消除，所产生的影响逐级变得更加严重。特别地，对于用户K，其累积了用户1至用户K-1的重建误差，信号质量很难得到可靠保障。

发明内容

本发明针对NOMA上行链路数据接收展开探索，提出一种新的数据接收方法，为接收机性能提供可靠保障。鉴于自适应数据接收方法具有开销低、可跟踪信道响应变化等优点，本发明在自适应接收的技术背景体系下进行创新。

为了克服信号重建误差逐级累积的问题，本发明将现有技术方案中的已解调用户信号重建、干扰消除、自适应均衡合并为自适应联合干扰消除与均衡过程，用户1的数据接收过程与现有技术方案相同。对于用户2的数据接收，本发明下的输入包含两个部分，即接收信号和用户1数据只经过编码调制后的信号，由于用户1信号没有经过信道响应重建过程，输入信号不含用户1信号重建误差部分。同理，对于用户Q(2≤Q≤K)的数据接收，本发明下的输入包括接收信号以及用户1至用户Q-1只经过编码调制后的信号。

本发明的技术方案如下：

本发明的NOMA上行链路自适应数据接收方法，包括如下步骤：

S01：接收端对接收信号y(n)执行自适应均衡、解调、译码，得到用户1的接收数据结果；

S02：对于用户Q，以接受信号y(n)以及用户1至用户Q-1的接收数据经编码调制后的信号，共同作为用户Q自适应联合干扰消除与均衡过程的输入，，所述的用户Q自适应联合干扰消除与均衡过程表示为：

其中，c_Q(n)为用户Q自适应联合干扰消除与均衡之后的第n个符号，w_Q,n(i)为第Q个用户第n个符号接收时接收信号部分对应均衡抽头系数，I_Q为w_Q,n(i)的抽头数，

为第Q个用户第n个符号接收时用户k对应的抽头系数,

为

的抽头数；在不考虑接收误码情况下，x_k(n)即为用户k接收数据经编码调制后的信号，其在用户Q的接收过程是已知的，其中1≤k≤Q-1；

随后，对c_Q(n)进行解调判决，得到结果d_Q(n)，d_Q(n)经译码后即得到用户Q的接收数据结果；

判决误差表示为：

e_Q(n)＝d_Q(n)-c_Q(n)

利用判决误差，更新得到下一符号联合干扰消除与均衡对应的抽头系数；

S03：Q＝Q+1，重复执行步骤S02直至得到所有用户的接收数据结果。

作为本发明的优选方案，所述的利用判决误差，更新得到下一符号联合干扰消除与均衡对应的抽头系数为：

其中，*为取共扼运算符，μ为步径常数因子；理论上，w_Q,n(i)为h_Q(i)的逆卷积响应，即

为冲激响应，

为卷积运算符；

所述的步骤S02中，依照接收功率从大到小，依次执行各用户的数据接收。所述的用户1接收功率最大的用户。

本发明技术方案采用用户间相对独立的自适应联合干扰消除与均衡，对于用户Q，自适应联合干扰消除与均衡过程的输入是接受信号y(n)以及用户1至用户Q-1的接收数据结果只经过编码调制后的信号，即输入信号不含用户1至用户Q-1信号重建误差部分，克服了现有技术方案信号重建误差影响较大的不足，提高了NOMA上行链路接收机性能。

附图说明

图1为正交多址与NOMA资源复用对比图；

图2为NOMA下行链路示意图；

图3为NOMA上行链路示意图；

图4为现有NOMA上行链路自适应数据接收流程图；

图5本发明NOMA上行链路自适应数据接收流程图；

图6不同S₁/S₂情况下的MSE性能图；

图7不同S₂/S₃情况下的MSE性能图；

图8不同S₃/N情况下的MSE性能图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明做进一步阐述和说明。本发明中各个实施方式的技术特征在没有相互冲突的前提下，均可进行相应组合。

本发明将现有技术方案中的已解调用户信号重建、干扰消除、自适应均衡合并为自适应联合干扰消除与均衡过程，如图5所示。其中，用户1的数据接收过程与现有技术方案相同。对于用户2的数据接收，图4中现有技术方案下的输入是接收信号减去用户1信号的重建结果，而本发明下的输入包含两个部分，即接收信号和用户1数据只经过编码调制后的信号，由于用户1信号没有经过信道响应重建过程，输入信号不含用户1信号重建误差部分。同理，对于用户Q的数据接收，本发明下的输入包括接收信号，以及用户1至用户Q-1只经过编码调制后的信号。

考虑三个用户组成NOMA上行链路，用户1、用户2、用户3的接收功率依次降低，相关条件设置如下：信道考虑经典的rummer两径模型，两径之间的延时为6.3ns，notch深度为3dB(第二条径与主径的幅度之比为1-10^-3/20)，第二条径相对于主径的相位随机分布，符号速率为100MHz，成型滤波及匹配滤波均采用滚降系数为0.2的根升余弦滤波器，自适应联合干扰消除与均衡的步径常数μ＝2^-12。对于现有技术方案，接收信号重建响应由自适应均衡抽头系数通过反卷积运算得到的过程十分复杂，在以下评估中采用自适应干扰重建与抵消方案。此外，数据接收性能以均方误差(Mean Square Error，MSE)来进行描述，其反应了解调判决误差的大小，MSE越小，接收机性能越优。

图6在用户1与用户2功率比即S₁/S₂不同情况下给出了MSE结果，用户2与用户3功率比S₂/S₃以及用户3与噪声功率比S₃/N均固定为15dB。本发明技术方案与现有技术方案下，用户1的接收过程完全相同，因此图中未给出性能对比。可以看到，随着S₁/S₂的增大，用户1的MSE在以dB为单位时几乎维持直线下降，符合实际预期。

对于用户2，现有技术和本发明方案下的MSE基本维持不变，这是因为理论上对用户2的MSE产生影响的S₂/S₃以及S₃/N均未发生变化。不过，本发明比现有技术方案的MSE性能更优0.7dB左右，这也主要是由于本发明技术方案相对于现有技术方案可以避免信号重建误差较显著的问题。在现有技术方案下，决定用户2的MSE性能的处理过程涉及用户1信号重建及用户2自适应均衡两个方面，其中用户1信号重建过程中的扰动因素包括用户2信号、用户3信号以及噪声三个部分；用户2自适应均衡扰动因素包括用户3信号以及噪声两个部分。本发明技术方案下，用户2自适应联合干扰消除与均衡的扰动因素只有用户3信号及噪声两部分，而功率最强的用户2的信号本身不会像现有技术方案那般对信号重建带来不利影响。

对于用户3，本发明与现有技术方案的MSE性能差异十分显著，达到8dB以上。现有技术方案下，决定用户3的MSE性能的处理过程涉及用户1信号重建、用户2信号重建、用户3自适应均衡三个方面。其中，如前所述，用户1信号重建的扰动因素包括用户2信号、用户3信号以及噪声三个部分；用户2信号重建的扰动因素包括用户3信号和噪声两个部分；用户3自适应均衡的扰动因素为噪声。本发明技术方案下，用户3的MSE性能只由用户3自适应干扰消除与均衡过程决定，而该处理过程的扰动因素只有噪声。鉴于S₁>S₂>S₃>N，本发明的不利因素影响远远小于现有技术方案。

图6中，由于S₃/N没有发生变化，因此本发明方案下用户3的MSE性能在S₁/S₂发生变化时未出现明显变化。然而，随着S₁/S₂的增大，相对于用户3而言用户1信号功率不断增大，现有技术方案下用户1接收信号重建及干扰消除后的残余信号功率会有细微增大，这对用户2的数据接收过程的影响不会明显变化，而对功率更小的用户3数据接收过程所带来的不利影响会不断增强，因此用户3的MSE性能会随着S₁/S₂增大会逐渐变差。

图7在S₂/S₃不同时给出了MSE性能结果，S₁/S₂以及S₃/N均固定为15dB。对于用户1的数据接收过程，主要扰动因素即用户2信号带来的影响不变，次要扰动因素即用户3信号与噪声带来的影响降低，所以用户1的MSE性能随着S₂/S₃增大会有略微变好的趋势。相对于用户2，用户3信号及噪声功率均随S₂/S₃增大成比例下降，因此本发明及现有技术方案下用户2的MSE性能均不断变好，而本发明相对现有技术方案由于没有用户1信号重建误差影响，用户2的MSE性能更优，而且随着S₂/S₃增大优势更为明显。用户3的MSE变化规律及原因与图6类似。不过，对于现有技术方案，相对于用户3而言，随着S₂/S₃增大用户1及用户2的功率均增大，因此图7中用户3的MSE性能恶化趋势比图6更为突出。

图8在S₃/N不同的情况下给出了MSE性能结果，S₁/S₂以及S₂/S₃均固定为15dB，此时随着S₃/N的增大，可以认为三个用户信号功率均不变，噪声功率减小。对于用户1的数据接收过程，噪声功率变化几乎不会对扰动因素总功率产生影响，因此MSE性能几乎维持不变。对于用户2，本发明技术方案下联合干扰消除与均衡的扰动因素会因噪声功率减小而减弱，因此MSE性能随着S₃/N变大会有略微变好的趋势；然而，现有技术方案下还存在用户1接收信号重建误差，因此噪声功率减小几乎不能对用户2的MSE性能带来改善。对于用户3，噪声功率直接影响数据接收性能，本发明技术方案在MSE以dB为单位时呈现直线下降趋势，而现有技术方案由于受信号重建累计误差较大影响，MSE性能远差于本发明，而且其随S₃/N增大改善幅度也不及本发明技术方案。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (3)

1.一种NOMA上行链路自适应数据接收方法，其特征在于包括如下步骤：

S01：接收端对接收信号y(n)执行自适应均衡、解调、译码，得到用户1的接收数据结果；

S02：对于用户Q，其中2≤Q≤K，K为总用户数，以接受信号y(n)以及用户1至用户Q-1的接收数据经编码调制后的信号，共同作为用户Q自适应联合干扰消除与均衡过程的输入，其中，对于用户Q，自适应联合干扰消除与均衡过程的输入是接受信号y(n)以及用户1至用户Q-1的接收数据结果只经过编码调制后的信号，即输入信号不含用户1至用户Q-1信号重建误差部分；

所述的用户Q自适应联合干扰消除与均衡过程表示为：

其中，c_Q(n)为用户Q自适应联合干扰消除与均衡之后的第n个符号，w_Q，n(i)为第Q个用户第n个符号接收时接收信号部分对应均衡抽头系数，I_Q为w_Q，n(i)的抽头数，

为第Q个用户第n个符号接收时用户k对应的抽头系数，

为

的抽头数；在不考虑接收误码情况下，x_k(n)即为用户k接收数据经编码调制后的信号，其在用户Q的接收过程是已知的，其中1≤k≤Q-1；

随后，对c_Q(n)进行解调判决，得到结果d_Q(n)，d_Q(n)经译码后即得到用户Q的接收数据结果；

判决误差表示为：

e_Q(n)＝d_Q(n)-c_Q(n)

利用判决误差，更新得到下一符号联合干扰消除与均衡对应的抽头系数；

S03：Q＝Q+1，重复执行步骤S02直至得到所有用户的接收数据结果。

2.根据权利要求1所述的NOMA上行链路自适应数据接收方法，其特征在于所述的利用判决误差，更新得到下一符号联合干扰消除与均衡对应的抽头系数为：

其中，*为取共扼运算符，μ为步径常数因子；w_Q，n(i)为h_Q(i)的逆卷积响应，即

为冲激响应，

为卷积运算符，h_Q(i)表示第Q个用户的信道响应；

3.根据权利要求1所述的NOMA上行链路自适应数据接收方法，其特征在于所述的用户1是接收功率最大的用户，并且用户1至用户K的接收功率按序号从小到大依次递减。

Images