CN101783778B - 一种正交频分复用系统同频干扰判决和消除方法 - Google Patents

Abstract

本发明属无线数字通信技术领域，涉及一种可应用于数字电视或数字广播接收系统中的同频干扰的判决和消除方法。本发明提出了一种新颖的基于阈值判别的同频干扰(CCI)消除方法，重点是阈值取值的选取。这种方法应用于OFDM系统软判决中。软判决技术中包含有信道状态信息(CSI)的估计，决定同频干扰的阈值，以及用此阈值消除同频干扰。本发明方法能够使95％以上的由于同频干扰引起的错误被找出和消除。

Description

一种正交频分复用系统同频干扰判决和消除方法

技术领域

本发明属无线数字通信技术领域，具体涉及一种可应用于数字电视或数字广播接收系统中的同频干扰的判决和消除方法。

背景技术

近年来，无线通信得到广泛的关注。正交频分复用(OFDM)在许多数字通讯应用中已经成为了一种重要的调制技术。在OFDM系统解调端对数据进行均衡之后，要将数据送入软判决模块，根据调制端不同的星座映射解调出其相应的比特数据。同时为了提高系统的性能，在Viterbi译码前，对数据解映射时采用软判决。所以解映射需要给出一个可信度信息，随后对此信息进行比特量化，然后经过解交织后，进行Viterbi解码。图1为整个过程的框图。

在实际无线信道中的COFDM多载波系统，若其发端信号在频率选择性衰落信道中以相同功率被调制于多个载波上，由于非均匀的信道特性，解调端的不同载波上将具有不同的信噪比SNR；因此在进行信号判决时被调制到高信噪比载波上的数据相对于低信噪比载波上传送的数据具有更高的判决可靠性。这种在判决之前时变的先验可靠性信息称为“信道状态信息(CSI)”。有几种常用的信道状态信息估计方法，最简单的是用

作为信道状态信息，这里的

是频域的信道冲击响应。第二种方法是用

作为信道状态信息，D_k可用下述公式(1)描述：

D_k＝|X_k-S_k|(1)

式(1)中X_k是均衡后的数据，X_k经过硬判决对应于星座点上的S_k。第三种方法是用作为信道状态信息。第一种方法只适用于衰落变化比较缓慢的信道，后两种方法可适用于快时变衰落信道。在验证时使用了第三种方法。

同频干扰存在于数字地面同播方式中，如果数字地面广播中不采用同播的方式是不存在这种干扰的。所谓“同播”是指在数字电视的地面广播中，将数字电视放置在“禁用频道”上进行广播。禁用频道为相邻服务区的模拟或数字电视所使用，当本地的模拟电视不用时，可用禁用频道广播本地数字电视，以提高地面的频谱资源利用率，但此时相邻服务区的模拟或数字电视发射信号却可能会对数字接收机造成干扰，这种干扰称为“同频干扰”，是一种加性干扰。由于时间方向的相关性，经频率同步后相邻OFDM符号的相同载波之间信道响应变化应该非常小，因此在一个长时间段内，对于同一个载波位置可能只有一部分OFDM符号的该载波受到干扰。

发明内容

本发明的目的是提出一种基于阈值判别的正交频分复用系统同频干扰判断和消除方法。

本发明方法的核心是阈值取值的确定。

本发明的目的通过下述方法和步骤实现：

通过比较相邻两个OFDM符号间每个载波点信道响应值，根据预先设定的阈值就可以确定哪些载波受到干扰，并可判断这一载波位置的解映射判决数据的可靠性。

本发明方法引入参数CCI_k作为擦除标志，可以用式(2)和式(3)描述：

${\mathrm{CCI}}_k=1,|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|<\mathrm{\&alpha;}---\left(2\right)$

${\mathrm{CCI}}_k=0,|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|\&GreaterEqual;\mathrm{\&alpha;}---\left(3\right)$

式中α是阈值。

均衡后的数据要根据星座映射图并结合CSI的提取信息进行软判决，在每一次的软判决当中的m_i(映射信号一个符号的第i位)可信度度量可通过星座映射点到判决限的距离来表示。由于信道状态信息CSI和m_i都直接反映了判决信号的可信度，因此可通过CSI乘以m_i得到最终的可信度度量值r，可以用式(4)来描述：

r_ki＝CSI_kgCCI_kgm_i    (4)

上式中CSI_k表示第k个子载波位置的CSI值，i表示它是这一载波判决值的第几位。

阈值的功能是要确定哪些点(载波)受到了干扰。一个理想的阈值应使所有的干扰点都能够被找出。对应于式(2)和式(3)，也就是说，对于所有的干扰点，下式(5)必须成立。

$|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|\&GreaterEqual;\mathrm{\&alpha;}---\left(5\right)$

K代表了所有的干扰点。所有的非干扰点必须满足(6)式：

$|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|<\mathrm{\&alpha;}---\left(6\right)$

假设干扰与信号比(interference-to-signal ratio)是-3DB，根据信道估计的原理，受同频干扰的载波点的信道冲击响应的频域值可用下式(7)表示：

${\hat{H}}_{l,k}={\hat{H}}_{l,k}+0.708\&times;\left|{\hat{Y}}_{l,k}\right|---\left(7\right)$

表示受同频干扰的信道冲击响应的频域值，而

表示在同一个载波点的接收数据的频域值。所以相邻OFDM符号相同载波点的频域信道冲击响应的差值可以用下两式，式(8)和式(9)表示。在没有受到同频干扰的载波点，可用式(8)表示：

$d1=|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|---\left(8\right)$

受到同频干扰的载波点可用式(9)表示：

$d2=|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}+0.708\&times;|{\hat{Y}}_{l,k}\left|\right|---\left(9\right)$

在上式中

表示它的原值。在式(9)中，

的值可正可负，由于接收数据的绝对值大于信道冲击响应，所以d2的最小值可用式(10)表示：

$d2=\left|0.708\right|{\hat{Y}}_{l,k}|-|{\hat{H}}_{l.k}-{\hat{H}}_{l-1,k}\left|\right|$

$=0.708\left|{\hat{Y}}_{l,k}\right|-|{\hat{H}}_{l.k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|$

$=0.708\left|{\hat{Y}}_{l.k}\right|-d1---\left(10\right)$

理想的阈值应能使所有的d1值小于它，所有的d2值大于它。它们的关系可用图2来表示。

实际上图中描述的是一种理想情形。但是通过它可以发现两种确定阈值的主要方法。一种是确定d1的最大值，将其作为阈值；另一种是确定d2的最小值，用其作为阈值。本发明所述的方法用将d1的最大值作为阈值。

在实际的情形中，d1值的上边界以及d2值的下边界并不像图中描述的那样清晰明确，一些不规则的d1值会大于d2的下边界，同样的一些不规则的d2值会小于d1值的上边界。不过这些不规则点不会很多，所以由规则点精确确定的上下边界仍能使大部分的d1和d2值小于和大于它。

当决定d1的上边界时，一个主要的问题是哪些点的值应被认为是d1，哪些应被认为是d2值。在本发明方法中，满足下式(11)的点被认为是d1值：

$0.708\&times;\left|{\hat{Y}}_{l,k}\right|-|{\hat{H}}_{l.k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|>|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|---\left(11\right)$

也就是说不满足式(11)的点被认为是d2值，不用来决定d1的上边界。

当错误发生于前一个OFDM符号——符号l-1时，式(11)不再适用，应对其进行补充，补充式(12)

$0.708\&times;\left|{\hat{Y}}_{l-1,k}\right|-|{\hat{H}}_{l.k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|>|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|---\left(12\right)$

所以同时满足式(11)与式(12)的点才被认为是d1值。

随后根据所有的d1值决定其最大值，用其作为阈值。

用本发明的方法对于同频干扰的纠错率可达95％以上，因为被同频干扰的子载波约为5％，则误码率(BER)约为0.0015。在小信扰比(SIR)情况下优于已有的很多方法。

附图说明

图1是均衡部分解映射(软判决)框图。

图2是d1，d2，以及阈值的关系图。

图3是无相邻出错符号的纠错率图。

图4是有相邻出错符号的纠错率图。

图5是不同信扰比情况下的纠错率图。

具体实施方案

以下结合具体的实施例，对本发明做进一步的阐述。实施例仅用于对本发明做说明而不是对本发明的限制。

实施例1：

本实施例用于OFDM系统的数字接收机中，实现了良好的抗同频干扰能力。

本实施例的的OFDM系统接收机信道估计，均衡，解映射(软判决)的实施过程如下：

(1)信道估计根据所采用的标准的特点，一般是利用导频来在时域和频域两个方向上进行插值，估计出每个符号的信道冲击响应。

(2)用估计出的信道冲击响应和接收到的数据做均衡，简单的方法是直接在频域上做除法，用数据除以相应载波的信道冲击响应，得到发送数据的估计值。

(3)用信道估计估计出的信道冲击响应提取出信道状态信息CSI。比较好的做法是用

作为信道状态信息。

(4)用接收到的数据和信道冲击响应按照本发明的方法进行阈值的提取，然后按照提取地阈值判决出CCI。

(5)均衡后的数据做解映射，并得到其可信度度量，每次判决的可信度度量可以通过信号星座点到判决门限的距离来表示。

(6)将CCI，CSI以及星座解映射的可信度三者相乘，得到最终的可信度。

(7)后续的量化以及软判等。

实施例2：

本实施例仿真采用Matlab模型，信道为搭建的20条多径的信道模型，50个符号选取9个，之中各100个载波点加入同频干扰。本发明所述的方法平均纠错率为97.4％和97％。图3和图4是干扰噪声比(interference-to-signal ratio)为-3DB时的纠错情况示意图，分别对应无相邻出错符号和有相邻出错符号的情况，图5是不同信扰比的纠错能力曲线。

Claims (2)

1.一种正交频分复用系统同频干扰判决和消除方法，其特征在于其是一种基于阈值的判别方法，根据阈值来决定载波点是否受到同频干扰，取舍其可信度度量；

所述的阈值取值方法：通过比较相邻两个OFDM符号间每个载波点信道响应值，根据预先设定的阈值确定哪些载波受到干扰；未受到同频干扰的载波点，用式（1）表示：

$d1=|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|---\left(1\right)$

受到同频干扰的载波点用式（2）表示：

$d2=|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}+0.708\&times;|{\hat{Y}}_{l,k}\left|\right|---\left(2\right)$

同时满足式(3)与式(4)的点是d1值，随后根据所有的d1决定其最大值，用其作为阈值，不能同时满足式(3)与式(4)的点是d2值，

$0.708\&times;\left|{\hat{Y}}_{l,k}\right|-|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|>|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|---\left(3\right)$

$0.708\&times;\left|{\hat{Y}}_{l-1,k}\right|-|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|>|{\hat{H}}_{l,k}-{\hat{H}}_{l-1,k}|---\left(4\right)$

式中：

表示在第1个OFDM符号第k个载波点上的接收信号，

表示第l-1个OFDM符号第k个载波点上的接收信号值，

表示第1个OFDM符号第k个载波点上的信道冲击响应，

表示第l-1个OFDM符号第k个载波点上的信道冲击响应。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用系统同频干扰判决和消除方法，其特征在于，所述阈值的最佳取值是依据信道估计的特点，对受到同频干扰与未受到同频干扰的载波点进行分析，将其分类，根据两类信道冲击响应差值的绝对值的边缘，找到阈值的最佳取值；随后将其融入判决可信度信息，消除同频干扰。

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