CN111201442B - 阻抗测量装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电子阻抗测量装置(300)，其包括：‑被称为测量支路的支路(102)，其包括待测阻抗(Zm)；和‑被称为参考支路的至少一个支路(104)，其包括被称为参考阻抗的阻抗(Zr)；其特征在于，所述电子阻抗测量装置还包括：‑被称为检测电子设备的电子设备(106)，其配置为提供误差信号(Vs)，该误差信号取决于所述至少一个参考支路(104)中流动的电流(Ir)与测量支路(102)中流动的电流(Im)的代数和；和‑被称为调节装置的至少一个装置(402；602、604)，其与控制变量(k)成反比地改变所述参考支路中的至少一个中的电流(Ir)。

Description

阻抗测量装置
技术领域
本发明涉及一种用于测量阻抗的装置，且特别是在对于物体的电容式检测的应用中的电容阻抗的装置。本发明还涉及一种利用这样的阻抗测量装置进行物体的电容式检测的装置，以用于检测物体的接近和/或接触。本发明还涉及一种装备有这种装置的设备和机器人。
本发明的领域非限制性地是阻抗测量装置的领域，并且特别是在用于附近物体的电容式检测的接口中使用的阻抗测量装置的领域，尤其是在机器人领域。
背景技术
已知基于对形成在电容式检测电极与所述物体之间、被称为电极-物体电容的电容进行测量的物体的电容式检测一段时间了。文献FR2756048描述了这种检测。
通常，该电容式检测使用零方法阻抗测量装置，也称为阻抗测量电桥。测量电桥包括被称为测量支路的支路和参考支路，所述测量支路包括被称为测量源的源Vm和待测阻抗(即由电极-物体电容形成的阻抗)，所述参考支路包括被称为参考源的源Vr和被称为参考阻抗的阻抗。通过平衡测量电桥来进行阻抗测量，以使在两个支路中流动的电流或两个支路的端子处的电压的代数和为零。
平衡电桥的解决方案包括与控制变量k成正比地改变参考源Vr的电压(Vr＝k.V0)，以补偿平衡误差。对于物体的电容式检测，该解决方案给出了电极-物体电容Cm的测量值，并且事实上需要进行取反以便获得电极与物体之间的距离。现在，由于这种取反，当需要量化n位上的距离时，有必要利用数字系统在不必要的高位数(例如2n位)上进行电极-物体电容的测量。这实现起来是昂贵的。
另一种解决方案包括改变与控制变量k成正比的测量源Vm的电压(Vm＝k.V0)，以补偿平衡误差。对于物体的电容式检测，该解决方案给出了与电极与物体之间的距离成正比的测量值，且因此实现起来成本较低。但是，该解决方案无法并行化，因为它需要改变用于每个测量电极的测量支路的电压，并且引入了泄漏电容干扰。
本发明的目的是克服上述缺点。
本发明的另一个目的是提出一种以较低成本来实现的用于测量阻抗的可并行化的装置，特别是在物体的电容式检测的情况下。
本发明的另一个目的是提出一种用于测量阻抗的可并行化的装置，该装置允许在物体的电容式检测的情况下更快地进行检测。
发明内容
利用一种电子阻抗测量装置实现这些目的中的至少一个，该电子阻抗测量装置包括：
-被称为测量支路的支路，其包括待测阻抗；和
-被称为参考支路的至少一个支路，其包括被称为参考阻抗的阻抗；
其特征在于该电子阻抗测量装置还包括：
-被称为检测电子设备的电子设备，其配置为提供误差信号，该误差信号取决于所述至少一个参考支路中流动的电流与测量支路中流动的电流的代数和；和
-被称为调节装置的至少一个装置，其与控制变量成反比地改变所述参考支路中的至少一个中的电流。
应当注意，如果电流反相或具有相反极性，则其代数和对应于差值。
根据实施例，控制变量能够是数值、和/或由数字系统生成。
换言之，不同于现有技术的装置，其中，电流与控制变量成比例地调节，根据本发明的装置与控制变量成反比地改变参考支路中的电流。将参考图1至图3更详细地解释所述差值。
因此，根据本发明的阻抗测量装置是可并行化的，因为该阻抗测量装置不需要改变测量支路的电压。此外，根据本发明的装置的实施成本较低，因为在现有技术的装置给出的测量值与阻抗成反比的情况下，根据本发明的装置给出的测量值与阻抗成正比。因此，根据本发明的装置可以避免取反运算，并因此避免了相关联的成本和时间。
在本申请中，为简单起见，自变量基于具有幅度为代数的(V、V0、Vr等)的角频率信号ω的正弦条件，并且“阻抗”是指考虑或不考虑频率/角频率时，阻抗的实部和/或虚部的值。
特别地，在本申请中，“阻抗Z”：
-在纯电容值为“C”的情况下，表示为Z＝1/C或Z＝1/(jωC)；
-在纯电感值为“L”的情况下，表示为Z＝L或Z＝jωL；和
-在纯电阻值为“R”的情况下，表示为Z＝R；
其中“ω”是角频率，并且j是虚部单位。
然而，众所周知，能够通过使用各种替代信号(例如方波信号、三角信号等)来实现本发明，并且相同的自变量是可适用的。
在本申请中，“物体”表示能够位于传感器和/或诸如配备有传感器的机器人的装置的环境中的任何物体或人。
在本申请中，当两个交变电位在给定频率下包括相同的交变分量时，所述两个交变电位在所述给定频率下是相同的。因此，在所述频率下相同的两个电位中的至少一个还能够包括例如与所述给定频率不同的频率的DC分量和/或AC分量。
类似地，当两个交变电位在工作频率下没有相同的AC分量时，所述两个交变电位在所述工作频率下是不同的。
在本申请中，为了避免文本过载，术语“接地电位”或“一般接地电位”表示电子设备(或诸如机器人的装置)的参考电位，该参考电位能够例如为电接地。此接地电位能够对应于地电位，或者对应于与地电位连接或不连接的另一个电位。
此外，还应记得，通常，如果这些物体与环境中的物体(或电极)之间的重叠表面足够大，不与特定电位直接电接触的物体(电浮动物体)倾向于通过存在于其环境中的其他物体(例如大地或电极)的电位下的电容耦合而极化。
在根据本发明的装置中，对于至少一个参考支路，调节设备能够与控制变量成反比地改变输送到所述参考支路的电压的幅度。
换言之，能够与控制变量成反比地调节在所述参考支路中存在的参考阻抗处传递的电压。
在这种情况下，根据非限制性实施例，调节装置能够包括放大器，该放大器的增益与控制变量成反比地变化，并且布置在电压源的下游。
电压源能够传递例如表示为V0的具有固定幅度的交流电压。放大器施加与例如以k表示的控制变量成反比的增益G。然后，传递到表示为Zr的参考阻抗的表示为Vr的电压为Vr～V0/k。在这种情况下，表示为Ir的电流在参考阻抗Zr中流动，并因此在参考支路中流动，该电流遵循以下关系：Ir＝Vr/Zr～V0/(k.Zr)。因此，电流与控制变量k成反比。
特别地，调节装置能够包括：
-放大器，特别是反相放大器，以及
-至少一个第一数字电位器，其被用作所述放大器的输入电阻，并且其电阻与控制变量成比例地调节。
特别地，所述第一数字电位器能够是数字电位器，其电阻具有值Rt(p)＝k.R，其中例如R对应于放大器的反馈电阻的值，以保持单位增益。在这种情况下，对于非反相放大器，放大器的增益G遵循关系式G～(1+1/k)，并且对于反相放大器，所述放大器的增益遵循G～-1/k，其中k为控制变量。
在使用反相放大器的情况下，电压源优选地传递与传递到测量支路的电压相同极性或同相的交流电压V0。在使用非反相放大器的情况下，电压源优选地传递与传递到测量支路的电压相反极性或反相的电压V0。
根据特别有利的可选特征，调节装置能够包括至少一个第二数字电位器，其电阻与控制变量成比例地控制，与第一数字电位器串联安装，并且具有比所述第一电位器更高的分辨率和/或更低的最大电阻，特别是比率为10。
因此，通过使用利用第一数字电位器的粗略方法，然后使用利用第二数字电位器的更精确的方法，可以执行更精确、更准确的阻抗测量。
对于至少一个参考支路，调节装置能够与控制变量成正比地改变所述参考支路的参考阻抗。
换言之，存在于所述参考支路中的参考阻抗能够与控制变量成正比地进行调节。
在这种情况下，根据一个实施例示例，调节装置能够包括：
-串联布置的一组至少两个阻抗，和
-至少一个、特别是多个可控开关，每个可控开关设置为使所述阻抗之一短路或不短路。
因此，通过改变短路阻抗的数量，可以与控制变量成正比地改变总阻抗。
根据绝非限制性的实施方式的优选示例，该组阻抗能够包括值为Zi＝Z.2i的n个阻抗，其中i＝0...n-1，且特别是值为Ci＝C.2i的n个电容器，其中i＝0...n-1。
在这种情况下，参考阻抗遵循以下关系式：
Figure BDA0002444070000000051
此外，通过在n位(其中例如n＝8)上编码k的值，然后可以通过一位来控制每个开关的状态。
根据实施例，根据本发明的装置能够包括多个参考支路。
根据本发明的装置尤其能够至少包括两个参考支路，所述两个参考支路包括不同类型的参考阻抗。
例如，这些参考支路中的一个能够包括纯电阻型的参考阻抗，并且这些参考支路中的另一个能够包括纯电抗型、纯电容型、或纯电感型的阻抗。
因此可以确定与待测阻抗不同类型的分量。
替代地或另外地，根据本发明的装置能够包括至少两个参考支路，所述至少两个参考支路包括相同类型并且由正交信号提供的参考阻抗。换言之，这些支路中的每一个都包括电阻型或是电抗型的参考阻抗。
由于这两个参考支路是正交供电的，因此相同类型的参考阻抗表现为不同类型的阻抗。例如，由“正交”电压供电的电容被“视为”电阻。如前所述，因此可以确定与待测阻抗不同类型的分量。
如上所述，根据本发明的装置能够包括检测电子设备，该检测电子设备提供误差信号(Vs)，该误差信号取决于(或随之变化或与之成比例)在至少一个参考支路中流动的电流与测量支路中流动的电流的代数和。
如果电流反相或具有相反极性，则代数和对应于差值。
当电桥平衡时，该误差信号(Vs)趋于零。
这种检测电子设备能够由模拟部件或数字部件或数字部件与模拟部件的组合部分地或全部地制造。
为了提供取决于电流总和的电压误差信号，检测电子设备能够包括电流-电压转换器。该转换器例如以对应于具有反馈阻抗的运算放大器的电路的形式能够包括跨阻类型的放大器。该反馈阻抗能够例如基本上是电阻型或电容型。通常，该反馈阻抗以复数形式在输出处提供电压V＝-ZI，其中I为输入电流，并且Z为负反馈阻抗。
在一种特别适于测量电容型阻抗的优选形式中，检测电子设备能够包括电荷放大器，所述电荷放大器在待测阻抗与所述至少一个参考阻抗之间的所述至少一个参考支路与测量支路的接合点处连接，并且提供误差信号，所述误差信号取决于(或正比于、至少以复数形式的)测量支路的电流和所述至少一个参考支路的电流的代数和。
被称为“电荷放大器”的放大器是跨阻类型的放大器，其中基本上电容型的阻抗作为反馈阻抗，可选地与电阻型阻抗并行地组合。所述放大器在输出处提供与存在于输入处的电荷或电流成正比的电压。
根据本发明的装置还能够包括布置在检测电子设备下游的幅度解调器。该幅度解调器能够例如包括：
-包络检测器，其以数字或模拟方式对误差信号进行整流，随后进行低通滤波；或者
-同步解调器，其进行误差信号与参考载波的乘法，随后进行低通滤波。
该幅度解调器旨在接收误差信号并以数字或模拟方式提供该误差信号的幅度的测量值。
根据本发明的装置还能够包括放大器，该放大器的增益与控制变量成正比，并且特别地等于控制变量。
该放大器能够布置在检测电子设备的下游或幅度解调器的下游。
该放大器使得可以获得与控制变量成正比的误差信号，这使得利用具有不同的控制变量进行极少的测量值或甚至单次测量值可以确定待测阻抗的值。
替代地，根据本发明的装置能够包括比较器，该比较器布置在检测电子设备的下游并且接收例如由电荷放大器提供的误差信号(Vs)。该比较器提供与误差信号的极性相对应的二进制交流信号。该信号能够与参考信号进行比较以确定误差标志(例如，以数字方式或使用异或型逻辑)。因此，这样的比较器使得可以执行二进制“通过逐次逼近”类型的检测，从而完全消除了对误差信号进行解调的需要。
根据本发明的装置还能够包括称为控制模块的电子模块，该电子模块可选地在解调之后根据源自检测电子设备的信号来提供控制变量。
这种电子模块特别地能够为数字类型，并且例如能够由微控制器实现，该微控制器在n位上提供信号以控制例如一个或更多个数字电位器或如上所述的串联安装的一组阻抗中的短路开关。
根据绝非限制性的实施方式，可选地通过使用变压器或电阻分压器(由至少两个级联电阻构成)，通过一个相同的源对参考支路和测量支路供电。
根据一个特别优选的实施方式，特别是在物体的电容式检测的情况下：
-待测阻抗能够参考一般接地，特别是大地，并且
-所述至少一个参考支路中的电流能够参考被称为参考电位的交流电位，所述参考电位不同于在工作频率下的所述一般接地；
所述装置包括布置在所述参考电位与所述一般接地之间的交流电压源。
在该配置中，待测阻抗能够连接到一般接地，或换言之具有电连接到一般接地(或连接到大地)的终端。装置的电子设备的至少一部分(包括所述至少一个参考支路或所述至少一个参考支路的电流)能够参考于参考电位。交流电压源能够在参考电位与一般接地之间施加交变电位差。
在利用电容式测量电极进行物体的电容式检测的情况下，待测阻抗由测量电极与附近物体之间的电容构成，该电容通常电参考于一般接地或大地。在该配置中，测量电极在对应于参考电位的电位下极化。然后，该参考电位能够用作保护电位，以例如借助于在所述参考电位下极化的保护电极来电保护所述测量电极并且避免与环境的寄生泄漏电容。
在该配置中，包括检测电子设备和电荷放大器(如果适用)的电子设备的至少一部分能够电参考于参考电位，所述电子设备包括部件的电源。因此，在部件中也消除了泄漏电容。
当然，也可以利用参考于接地电位的电子设备(在其电源的水平处)，以用于处理特别是源自参考于参考电位的参考支路和测量支路的信号或电流。
根据本发明的装置能够部分地或全部地由模拟部件、数字部件或数字部件与模拟部件的组合制成。
根据非限制性形式，根据本发明的装置能够是包括基本上为电容型的待测阻抗的电容式阻抗测量装置。
类似地，根据本发明的装置能够包括电容型或基本电容型的参考阻抗。
通过测量由待测物体与一个或更多个电容式测量电极之间的耦合电容形成的阻抗，根据本发明的装置的这种形式在物体的电容式检测的情况下特别重要。
根据本发明的另一方面，提出了一种用于通过电子阻抗测量装置测量阻抗、特别是电容阻抗的方法，所述电子阻抗测量装置包括：
-被称为测量支路的支路，其包括待测阻抗；
-被称为参考支路的至少一个支路，其包括被称为参考阻抗的阻抗；其特征在于，所述电子阻抗测量装置包括：
-利用检测电子设备获得误差信号的步骤，所述误差信号取决于在所述至少一个参考支路中流动的电流和在测量支路中流动的电流的代数和；和
-被称为调节步骤的步骤的至少一次迭代，在该步骤中与控制变量成反比地改变所述至少一个参考支路中的电流。
特别地，根据本发明的方法能够在步骤或特征方面以隔离或组合的形式包括根据本发明的阻抗测量装置的特征中的每一个，为了简单起见对此将不再赘述。
根据第一实施例，通过多次迭代能够测量和测量支路与所述至少一个参考支路之间的平衡相对应的控制变量的值。
根据另一实施例，和测量支路与所述至少一个参考支路之间的平衡相对应的控制变量的值能够从由根据本发明的装置执行的至少一次测量所提供的值开始计算。
根据本发明的又一方面，提出一种用于检测物体的电容式装置，该电容式装置包括：
-被称为测量电极的至少一个电极，和
-根据本发明的至少一个阻抗测量装置，其被布置为测量在所述测量电极与所述物体之间形成的电容阻抗。
在这种情况下，该参考阻抗或每个参考阻抗是纯电容型阻抗。
当然，电容式检测装置能够包括多个测量电极。
根据实施例，对于多个或全部测量电极，阻抗测量装置能够是共用的。在这种情况下，电容式检测装置能够包括将所述测量装置交替地或顺序地连接至所述测量电极中的每一个的轮询装置。
替代地或另外地，电容式检测装置能够包括多个测量装置，每个测量装置为一组多个测量电极所共用，并且交替地或顺序地连接到所述组测量电极中的测量电极中的每一个。
这样的电容式检测装置能够部分地或全部地并入到电容式检测接口中，或者并入到用于器具或机器人的设备中，例如壳型或皮型外壳部件或覆盖物。
根据本发明的又一方面，提出了一种用于机器人的设备，其配备有：
-根据本发明的至少一个电容式检测装置；和/或
-根据本发明的至少一个阻抗测量装置。
这样的设备能够是可拆卸的或不可拆卸的。
这样的设备能够是柔性的或刚性的。
这样的设备能够是机器人的外壳部件，例如外壳、或皮肤、或覆盖物。
这样的设备能够成为功能部件，例如以工具或工具支架的形式出现的功能头。
根据本发明的又一方面，提出了一种机器人，其配备有：
-根据本发明的设备；和/或
-根据本发明的至少一个电容式检测装置；和/或
-根据本发明的至少一个阻抗测量装置。
这样的机器人能够是铰接式或非铰接式的机械臂。
这样的机器人能够是类人机器人。
这样的机器人通常能够是任何机动设备或车辆。
附图说明及具体实施方式
通过对绝非限制性的示例的详细描述并从附图中可知，本发明的其他优点和特征将变得显而易见，其中：
-图1和图2是现有技术的抗组测量装置的示意图；
-图3是根据本发明的阻抗测量装置的原理的示意图；
-图4-14是根据本发明的阻抗测量装置的不同实施例示例的示意图；
和
-图15是根据本发明的电容式检测装置的实施例示例的示意图。
众所周知，将在下文中描述的实施例绝不是限制性的。本发明的变型特别地仅包括与所描述的其他特征分离的下文所描述的特征的选择，如果这种特征的选择足以赋予技术优势或者将本发明与现有技术区分开，则能够预设所述变型。如果仅结构细节的一部分足以赋予技术优势或者将本发明与现有技术区分开，这种选择包括至少一个特征、优选地为功能性的特征，而没有结构细节或仅具有所述结构细节的一部分。
特别地，如果从技术观点来看不反对这种组合，能够将所描述的所有变型和所有实施例组合在一起。
在附图中，多个附图共有的元件使用相同的附图标记。
使用谐波信号描述了实施例，但是应当理解，能够用各种替代信号(方波信号、三角信号等)来实现本发明。
图1是根据现有技术的第一类型的阻抗测量装置的原理的示意图。
也被称为阻抗测量桥的阻抗测量装置100包括被称为测量支路的第一支路102。测量支路102包括表示为Zm的阻抗，该阻抗的值待测量。由具有固定幅度Vm和角频率ω的交流电源Vm(t)＝Vmcos(ωt)激励测量支路102。
阻抗测量装置100还包括被称为参考支路的第一支路104。参考支路104包括表示为Zr的阻抗。该阻抗Zr优选与待测阻抗Zm的至少一个分量具有相同的类型(电阻阻抗、电容阻抗或电感阻抗)。由幅度为Vr、且相对于交流电源Vm(t)反相的可变交流电源Vr(t)＝Vrcos(ωt+π)激励参考支路104。与控制变量k成正比地调节参考源Vr输送的电压的幅度，使得Vr＝k.V0，其中V0为具有固定幅度的交流电源。
测量装置100包括检测电子设备106，该检测电子设备包括跨阻抗型的放大器108(或更简单地说是“跨阻抗放大器”)，其“-”端子连接到在测量阻抗Zm与参考阻抗Zr之间的测量支路102和参考支路104的接合点。反馈阻抗Zcr将跨阻放大器108的输出连接至其“-”输入。
检测电子设备106能够可选地使用与待解调的信号类似形式的交流电信号作为参考信号与同步解调单元110结合(即表示为cos(ωt)型的示例中)以及与积分单元112结合。
跨阻放大器108提供输出信号、或误差信号，其作为时间t的函数被表示为Vs(t)，和参考支路102的电流Im(t)与测量支路104的电流Ir(t)的代数和成比例。该误差信号由单元110解调以从中提取幅度Vs，并由积分器112积分。积分器112可以实现比例积分型(PI)的反馈回路，这避免了滞后效应。
为了获得与电源Vm(t)和Vr(t)的信号同相的误差信号Vs(t)，这是易于处理的，优选地使用与测量阻抗Zm相同类型的反馈阻抗Zcr。特别地，如果测量阻抗Zm是电容性或基本电容性的类型，则优选地使用跨阻放大器108，该跨阻放大器的反馈阻抗Zcr是电容性的或基本电容性的类型，在这种情况下，跨阻放大器108被称为“电荷放大器”108。
源自积分器112的信号被提供给控制模块114，该控制模块例如能够是微控制器。控制模块114提供表示为k的控制变量，其将调制由可变参考源Vr(t)提供的电压的幅度Vr。目的是抵消参考电流Ir(t)和电流Im(t)的代数和，并因此抵消在任何时间t由跨阻放大器108提供的误差信号Vs(t)。
在图1所示的示例中，测量支路102、参考支路104以及跨阻放大器108的“+”端子在参考电位116处连接。
总而言之，参考支路104和测量支路102中的电流在任何时刻处验证以下关系式：
Ir(t)+Im(t)＝0
即：
Vr(t)/Zr＝-Vm(t)/Zm
Zm＝-(Vm(t)/Vr(t)).Zr
考虑到实际上电压源Vr(t)和Vm(t)是反相的、且因此具有相反极性，该关系式能够以幅度表示为：
Zm＝(Vm/Vr).Zr
因此，对于与平衡相对应的控制变量k的值ke：
Zm＝(Vm/ke·V0)·Zr
易于理解，阻抗Zm与控制变量k成反比。因此，从值ke开始，必须进行数学取反运算以确定Zm。
现在，为了在k取反之后以n位以下的精度获得Zm的值，需要以2n位的精度确定k，这是昂贵的。
存在第二种已知的阻抗测量装置，其示例在图2中示出，使得可以克服与装置100相关联的成本问题。
图2是根据现有技术的第二种类型的阻抗测量装置的原理的示意图。
阻抗测量装置200包括图1的装置100的所有元件。
与图1的装置100不同，在图2的装置200中，激励参考支路104的源Vr具有固定幅度，并且所述源是激励测量支路102的源Vm，所述源具有能够按比例变化的幅度以控制变量k，并且控制模块114控制源Vm而不是源Vr。
换言之，在图2的装置200中，Vm＝k.V0，其中V0是具有固定幅度和由控制模块114传递的控制变量k的交流电源。
在平衡条件下，仍有：
Ir(t)+Im(t)＝0
即：
Vr(t)/Zr＝Vm(t)/m
考虑到如上所述的事实，电压源Vr(t)和Vm(t)是反相的，且因此具有相反极性，该关系式能够以幅度被表示为：
Zm＝(Vm/Vr).Zr
因此对于值ke，可以获得平衡：
Zm＝((ke.V0)/Vr).Zr.
应当理解，阻抗Zm与控制变量k成正比。
因此，不同于图1的装置100，不需要从值ke开始执行数学取反运算来确定Zm。
因此，图2的装置200比图1的装置100具有更低的成本。
但是，因为源Vm位于测量支路102上，图2的装置200对所有待确定的阻抗无法是共用的，所以所述装置不能够被并行化以用于待确定的多个阻抗。
此外，在电容式检测应用中，待确定的阻抗是测量电极与待检测物体之间的纯电容阻抗。现在，不可以在不同的电位下激励测量电极，因为在不同的电位下激励的两个相邻的测量电极在它们之间产生了寄生电容耦合，因此产生了干扰电容检测的泄漏电容。
本发明可以克服图1和图2的装置中的每一个的缺点。特别地，根据本发明的阻抗测量装置：
-比图1的装置100具有更低的成本，并且
-与图2的装置不同，能够被并行化。
图3是根据本发明的阻抗测量装置的原理的示意图。
图3的阻抗测量装置300包括图1的装置100的所有元件。
与图1的装置100不同，在图3的装置300中，与由控制模块114提供的控制变量k成反比地对参考支路中的电流Ir的值进行调节，从而，以幅度表示，Ir＝I0/k，其中I0为参考电流幅值。
在这些条件下，跨阻放大器108的输出电压或误差信号Vs具有的值为：
Vs(t)＝-Zcr[im(t)+ir(t)]＝-Zcr[Vm/Zm+Io/k]
通过一个或更多个测量可以使用该等式以根据误差信号Vs和所施加的控制变量k直接确定待测量阻抗Zm。
在任何时间t，也可以寻求对应于零误差信号Vs(t)＝0的平衡条件。
为此，必须抵消电流之和：
Ir(t)+Im(t)＝0
为了能够抵消电流之和，它们必须为反相或具有相反极性。在这种情况下，可以如下以幅度表示：
I0/k＝Vm/Zm
Zm＝(k·Vm)/I0
因此对于ke值，可以获得平衡：
Zm＝(ke.Vm)/I0.
因此可以理解，阻抗Zm与控制变量k成正比。
此外，由于激励测量支路102的源Vm的电压具有固定幅度，或者更确切地说相对于控制变量k或独立于所述控制变量k具有固定幅度，因此图3的装置300能够被并行化以用于依次测量多个阻抗，而无需改变源Vm，并且不引入寄生阻抗。
此外，如上所述，以对应于具有反馈阻抗的运算放大器的电路的形式产生跨阻放大器。由于运算放大器的运算原理，该运算放大器的“+”和“-”输入处于相同电位。由于“+”输入位于参考电位116处，因此待测阻抗Zm也电连接到参考电位116。因此，在待测阻抗Zm的端子处发现源Vm的电压。
因此，根据本发明，在待测阻抗Zm的端子处的电压Vm和流经该阻抗的电流Im＝Vm/Zm，并且更一般地，测量支路与控制变量k无关，并且能够在测量期间保持恒定或具有固定幅度。此外，待测阻抗Zm的端子处的电压能够完美地管理并且是已知的，因为这可以直接是源Vm的电压。
图4是根据本发明的阻抗测量装置的第一实施例示例的示意图。
图4的阻抗测量装置400包括图3的装置300的所有元件。
在图4所示的示例中，通过与控制变量k成反比地对提供给参考支路104的电压幅度进行调节，与控制变量k成反比地对参考支路104中的电流Ir的值进行调节。
为此，装置400在参考支路104上利用可变电压源Vr，该可变电压源输送其幅度与控制变量k成反比的电压。
电压源Vr包括与放大级402组合的具有固定幅度V0的交流电压源，该放大级的增益与控制变量k成反比。
特别地，放大级402包括运算放大器404，其中：
-“+”输入连接到参考电位116；并且
-“-”输入通过值为R1的反馈电阻406连接到其输出。
此外，“-”输入连接到输入电阻器408，与控制变量k成正比地调节所述输入电阻器的值。特别地，输入电阻器的值等于k.R1。输入电阻器408能够为数字电位器，与控制值k成正比地被调节所述数字电位器的值。
在这些条件下，放大级402执行负增益放大G，其值遵循于以下关系式：
G＝-R1/(k.R1)＝-1/k
因此，由可变电压源Vr提供给参考支路104的电压遵循以下关系式：
Vr(t)＝-V0(t)/k
由此推论，参考支路中的电流Ir遵循以下关系式：
Figure BDA0002444070000000171
因此，与控制变量k成反比地对电流Ir进行调节。
总的来说，Ir(t)+Im(t)＝0。由此直接得出：
Figure BDA0002444070000000172
即，以幅度表示：
Figure BDA0002444070000000173
因此，与控制变量k成正比地确定待测阻抗Zm。因此，不需要进行取反运算。
应当注意，在该配置中，由于存在用于生成参考支路的源Vr的反相器放大级402，所以参考支路的交流电压源V0和测量支路的交流电压源Vm同相或具有相同极性，以能够抵消电流之和。
在所有阻抗均为纯电容阻抗的特定情况下，即Zm＝1/Cm和Zr＝1/Cr：
Figure BDA0002444070000000174
在电容式检测应用的情况下，电容Cm表示由电容式测量电极和物体形成的电容。在这种情况下，根据以下关系式，将所述测量电极与所述物体分开的距离D与由所述电容Cm形成的阻抗值成正比：
Figure BDA0002444070000000175
其中ε0、εr分别为自由空间和界面材料的介电常数，并且S为测量电极和物体的重叠表面。
由此推论出，距离D遵循以下关系式：
Figure BDA0002444070000000181
能够清楚地看到，距离D与控制变量k成正比。因此，距离D与值k成正比，从而可以获得平衡。
图5是根据本发明的阻抗测量装置的第二实施例示例的示意图。
图5的阻抗测量装置500包括图4的装置400的所有元件。
与装置400不同，在装置500中，除了数字电位器408外，增益级402还包括与第一数字电位器408串联的第二数字电位器502，其值能够与控制变量k成正比地进行调节。
特别地，第二数字电位器502能够具有由关系式k.R2给出的值。
能够选择电阻R1和R2，使得第二数字电位器的调节步骤比第一数字电位器408的调节步骤小。因此，可以对阻抗Zm进行更精确的测量。
特别地，可以利用第一数字电位器408进行具有大的调节步骤的迭代的第一阶段，然后利用第二数字电位器502进行具有精细的调节步骤的迭代的第二阶段。
例如，R2＝R1/10，这使得第二数字电位器502的调节步骤小十倍，且因此精度高十倍。
当然，本发明不限于一个或两个数字电位器，并且可以使用大于或等于1的多个数字电位器。
图6是根据本发明的阻抗测量装置的另一实施例示例的示意图。
图6的阻抗测量装置600包括图3的装置300的所有元件。
在图6所示的示例中，通过与控制变量k成正比地调节参考支路104的参考阻抗Zr的值，与控制变量k成反比地调节参考支路104中的电流Ir的值。
为此，参考阻抗Zr由串联安装的一组八个阻抗6020-6027形成，并且相应的值为2n.Z0，其中n＝0...7。因此，参考阻抗Zr由具有相应的值Z0、2Z0、4Z0、8Z0、16Z0、32Z0、64Z0和128Z0的八个阻抗6020-6027形成。每个阻抗602能够分别通过开关6040-6047短路。
控制变量k是在八位上提供的值，并且每个开关6040-6047均由控制变量的一位控制，使得当该位等于0时开关断开，并且当该位等于1时开关闭合。因此，k的值以二进制写入开关6040-6047的配置。在这些条件下，阻抗Zr的值为：
Zr＝Z0.k/2n
因此，Zr与控制变量k成比例地变化。
总的来说，Ir(t)+Im(t)＝0。由此直接得出：
Figure BDA0002444070000000191
考虑到上述事实，电压源Vr(t)和Vm(t)是反相的，且因此具有相反极性，该关系式能够以幅度被表示为：
Figure BDA0002444070000000192
因此，与控制变量k成正比地确定待测阻抗Zm。因此，不需要进行取反运算。
在所有阻抗均为纯电容阻抗的特定情况下，即Zm＝1/Cm和Z0＝1/C0：
Figure BDA0002444070000000193
在电容式检测应用的情况下，并且通过使用将距离与电容Cm链接的关系式，推断出距离D遵循以下关系式：
Figure BDA0002444070000000194
能够清楚地看到，距离D与控制变量k成正比。因此，距离D与值ke成正比，从而获得平衡。
图7是根据本发明的阻抗测量装置的另一实施例示例的示意图。
图7的阻抗测量装置700包括图3的装置300的所有元件。
与装置300不同，装置700包括标记为1041和1042的两个支路。
每个参考支路1041和1042根据参考图4-6所述的原则中的任何一个进行平衡。每个参考支路1041、1042分别包括交变激励Vr,1和Vr,2，以及参考阻抗Zr,1和Zr,2。
装置700使得例如可以测量待测阻抗Zm的不同分量(有功和无功)。参考阻抗Zr,1、Zr,2中的每一个分别对应于待测阻抗分量Zm。因此，所述参考阻抗在其参考支路中的电压与电流之间引入了滞后，这可以利用类似的滞后来补偿测量支路的电流分量。例如，如果待测阻抗包括电阻和电容分量，则分别使用电阻型和电容型的参考阻抗Zr,1、Zr,2。类似地，可以测量具有电感型参考阻抗的电感型分量。
每个参考支路1041、1042分别与控制模块1141和1142相关联，从而分别为每个支路提供控制变量k1和k2，用于分别成反比地调节每个支路Ir,1和Ir,2的电流值以使Ir,1～1/k1以及Ir,2～1/k2。
每个支路1041、1042分别与同步解调单元1101和1102相关联，以及分别与积分单元1121和1122相关联。
在这种配置中，当测量支路102的电流Im与所有参考支路1041和1042的电流的代数和始终为零时，实现电桥的平衡：
Im(t)+Ir，1(t)+Ir，2(t)＝0.
当阻抗Zr,1和Zr,2是不同类型的并且对应于待测阻抗Zm的不同分量时，激励Vr,1和Vr,2是同相的。
为了检测待测阻抗Zm的不同分量(电阻分量和电抗分量)，也可以使用相同类型的阻抗Zr,1和Zr,2(即电阻阻抗或电容阻抗或电感阻抗)以及相移的激励源Vr,1和Vr,2(例如正交)，以再现由不同类型的参考阻抗产生的参考支路的电流的滞后。
在所有情况下，相移单元702都用于将π/2的相移应用于载波，以对两个支路1041和1042之一进行同步解调，从而检测其相位分量和正交分量。在图7的示例中，解调单元702用于支路1042。
当然，本发明不限于一个或两个参考支路，并且可以使用大于或等于1的多个参考支路。
图8a和图8b是根据本发明的阻抗测量装置的示意图，其使得可以测量多个阻抗Zm,1-Zm,n。
图8a的阻抗测量装置800包括图3的装置300的所有元件。
与装置300不同，装置800使得可以依次或顺序地测量多个阻抗Zm,1-Zm,n。
为此，装置800包括轮询装置802，所述轮询装置使得可以将待测阻抗Zm,1-Zm,n选择性地连接到检测电子设备106和参考支路104。在所示的示例中，测量支路102的源Vm为所有待测阻抗所共用。轮询装置802能够包括开关，该开关例如可由控制模块114控制，并且使得可以将检测电子设备106依次连接到待测阻抗Zm,i中的每一个。
优选地，轮询装置802使得可以将待测阻抗Zm,1-Zm,n连接到检测电子设备106或者参考电位116。如果待测阻抗Zm,i是电容性的，则这对于避免寄生耦合来说至关重要。
对于每个阻抗Zm,i，如上所述，由关系式Im,i(t)+Ir(t)＝0给出平衡条件，其中Im,i是流经该阻抗Zm,i的电流。
如上所述，待测阻抗Zm,i的端子处的电压是相同的，并且对应于该电压；在所示的附图中，所示电压连接到电压源Vm。该特性在多个阻抗Zm,i之间没有寄生电耦合的情况下对于能够测量所述多个阻抗非常重要，特别是当所述多个阻抗是电容阻抗时。
装置800能够与图4-7中的装置中的每一个组合。
图8b的阻抗测量装置850包括图3的装置300的所有元件。
不同于装置300，装置850可以利用多个独立的并行测量路径来并行地或同时地测量多个阻抗Zm,1-Zm,n。
为此，例如根据图4-7的实施例，装置800包括并行操作的多个阻抗测量装置300，所述多个阻抗测量装置中的每个构成测量路径。
每个阻抗Zm,1-Zm,n连接到单独的检测电子设备1061-106n，并通过单独的参考支路1041-104n组成单独的电桥。
与由独立控制模块114i(或公共控制模块114)提供的独立控制变量ki成反比地调节每个参考支路104i中的电流Ir,i的值，以便确定平衡条件：
Ir，i(t)+Irn(t)＝0
根据特别有利的实施例，装置850包括为所有待测阻抗所共用的源Vm。因此，所有待测阻抗Zm,1-Zm,n都在相同的电位下极化，这在例如这些待测阻抗是电容式测量电极与物体之间的电容时是必不可少的。
此外，装置850允许对所有阻抗Zm,1-Zm,n进行独立、并行、同时或异步的测量。
当然，装置850的不同测量路径能够以任何方式实现，特别是对于每个测量路径具有单独的部件和/或共用的部件。
装置850能够与图4-8a中的装置中的每一个组合。
特别地，装置850的某些或全部测量路径能够包括如图8a所示的轮询装置802，以顺序地测量多个阻抗。此外，该装置能够包括为以顺序的方式和/或通过并行的测量路径的所有待测阻抗所共用的源Vm。
图9是根据本发明的阻抗测量装置的另一实施例示例的示意图。
图9的阻抗测量装置900包括图3的装置300的所有元件。
与装置300不同，在装置900中，同步解调单元110、积分单元112和控制模块114集成在微控制器902中。
替代地，微控制器902能够计算从如相对于图3所解释的误差信号Vs的一个或更多个测量值开始的待测阻抗Zm的值，而无需再现反馈回路的运行。
装置900能够与图4-8中的装置中的每一个组合。
图10是根据本发明的阻抗测量装置的另一实施例示例的示意图。
图10的阻抗测量装置1000包括图9的装置900的所有元件。
阻抗测量装置1000还包括位于检测电子设备106下游的线性化放大器1002。该线性化放大器1002能够在输入处接收如源自跨阻放大器108的交流信号Vs(t)。所述线性化放大器还能够在具有解调器110的装置(例如装置300)中实现，并且在输入处接收解调的幅度信号Vs。
线性化放大器1002具有与控制变量k成比例地变化的增益G1。
为此，能够以具有输入电阻器1006的运算放大器1004的反相放大器的形式制造所述线性化放大器，其例如具有数字电位器类型的值R0和反馈电阻器1008，其电阻Rp(k)根据数字控制变量k线性变化：Rp(k)＝k R0。
然后，将线性化放大器1002的增益表示为：
Gl＝-k.Ro/Ro＝-k
通过使用相对于图3建立的误差信号Vs的表达式，在线性化放大器1002的输出处获得线性化的误差信号Vsl：
Vsl(t)＝k.Zcr[Vm(t)/Zm+Io(t)/k]＝k.Vm(t)Zcr/Zm+Io(t)]
考虑到实际上测量和参考支路中的电流是反相或具有相反极性，线性误差信号的相应幅度为：
Vsl＝k.VmZcr/Zm-Io
然后获得线性误差信号Vsl，其线性地取决于控制变量k。该线性误差信号Vsl能够有利地用于通过微控制器902来计算从误差信号Vs的一个或更多个测量值开始的待测阻抗Zm的值。所述线性误差信号还能够用于闭环操作(数字或模拟)，以确保快速收敛。
图11是根据本发明的电阻测量装置的另一实施例的示意图。
图11的传感器测量装置1100包括图9的装置900的所有元件。
在图11的装置1100中，微控制器902不执行同步解调。
相反，装置1100另外包括布置在跨阻放大器108与微控制器902之间的第一比较器1102和布置在参考支路104的固定幅度V0的电压源与微控制器902之间的第二比较器1104。
布置在跨阻放大器108的输出处的比较器1102仅检测由跨阻放大器108提供的交变测量信号Vs的符号，即负或正。根据输出信号Vs的幅度所给出的误差符号，在比较器1102的输出处获得与源V0产生的参考信号同相或反相的交变信号，并该交变信号由比较器1104离散化。然后可以简单地例如利用微处理器902来检测该相位条件，并执行“通过逐次逼近”类型的测量，从而完全消除了对误差信号Vs进行解调的需要。
装置1100能够与图4-8中的装置中的每一个组合。
图12是根据本发明的阻抗测量装置的另一实施例示例的示意图。
图12的测量装置1200包括图4的装置400的所有元件，其中测量支路102的测量源Vm除外。
与装置400不同，在装置1200中，测量支路102由固定幅度V0的交流电源借助于变压器1202(例如感应式)来供电。
相反，参考支路104能够由测量支路中存在的交流电源和变压器1202(例如感应式)供电。
装置1200能够与图4-11中的装置中的每一个组合。
图13是根据本发明的阻抗测量装置的另一实施例示例的示意图。
除了源Vm之外，图13的阻抗测量装置1300包括图4的装置400的所有元件。
与装置400不同，在装置1300中，待测阻抗Zm连接到电接地M，该电接地能够是例如在工作频率下不同于参考电位116的一般接地(例如大地)。
固定交流电压源V0经由公共接地M为参考支路104和测量支路102供电。然后，源V0位于参考电位116与接地M之间，从而建立了在工作频率上不同于接地电位M的参考交变电位116。特别地包括检测电子设备106的所示的装置1300的其他元件，能够有利地由参考电位116的电源来供电，以便避免与接地M的寄生电容。
在这些条件下，从交变参考电位116可见，电接地M相对于参考电位116振荡。在这些条件下，并且相对于参考电位116可见，测量支路102被视为由固定源V0供电。出于与上述相同的原因，待测阻抗Zm也在该源V0的电位下极化。
参考支路104也能够由与增益级402相关联的源V0供电、或由源自源V0的源供电，例如通过电阻分压器或通过如图12所示的变压器。
如图3所示，参考支路104也能够由单独的源Vr供电，在这种情况下，该源是位于参考电位116与接地M之间的测量支路的源Vm。
参考图13所述的配置能够在图5的装置500中实现。
此外，通过将固定源V0替换为固定源Vr并通过使用图6的可变阻抗Zr，能够在图6的装置600中实现参考图13描述的配置。
图14给出了这种装置的一个实施例示例，在其配置中，测量支路102由位于参考电位116与接地M之间的单独的源Vm供电。
通常，装置1300或1400能够与图4-11中的装置中的每一个组合。
在根据本发明的装置、特别是装置1300和1400用于物体的电容式检测的情况下，电位116能够是被称为保护电位的交变电位，其通过保护电极以保护测量电极。这种保护电位的使用是众所周知的，且在此将不作更详细的描述。
图15是用于物体的电容式检测的装置的实施例示例的示意图。
图15中所示的装置1500用于测量与在物体(特别是电参考于接地电位M的手1502)与分别为15041-1504n和1506的多个电容式测量电极之间形成的电容Cm,1-Cm,n和Cm,0中的每一个相对应的电容阻抗。
如以上参考图4-6所解释的，电容阻抗Zm,i＝(1/Cm,i)与物体1502与测量电极1504i之间的距离成正比，并且电容阻抗Zm,0＝(1/Cm,0)和物体1502与测量电极1506之间的距离成正比。
如图8a所解释，装置1500包括带有轮询装置802的第一测量路径，使得可以顺序地对测量电极15041-1504n进行轮询。
如图8b所解释，装置1400还包括第二测量路径，使得可以并行地对测量电极1506进行轮询。
当然，装置1400也能够仅包括一个顺序测量路径，或者仅包括并行测量路径，或多个顺序和并行路径。
第一和第二测量路径的参考支路104由具有固定幅度的公共源V0供电，如相对于图4所解释的，该公共源分别为由控制变量k控制的增益级402供电。第一和第二测量路径的参考支路102由位于接地M与参考电位116(由源Vm确定)之间的源Vm供电。实际上，源Vm经由接地M和物体1502连接到测量支路102。
替代地，能够通过直接如图13所示的一个相同的源或者经由如图12所示的电阻分压器或变压器实现参考支路和测量支路的源V0和Vm。
如参考图8a所述，在第一测量路径的测量支路102上，轮询装置802用于依次测量对于测量电极1504i中的每一个的电容阻抗1/Cm,i的值。
第一和第二路径的参考支路104包括分别由电容Cr形成的纯电容参考阻抗1/Cr。此外，用于第一和第二路径的跨阻放大器或在这种情况下的电荷放大器108的反馈阻抗是纯电容阻抗1/Ccr，并且由电容Ccr形成。
装置1400还包括集成了第一和第二路径的同步解调单元110、积分单元112以及控制模块114的微控制器902。
跨阻或电荷放大器108以及可选的微控制器902由参考电位116所参考的电源供电，以最小化泄漏电容。
应当注意，如上所述，所有待测电容Cm,i在与源Vm相同的电位下极化，该电位也对应于相对于接地M的参考电位116，并且也能够如相对于图14的装置1400所解释的那样被用作保护电位。
该特性至关重要，因为如果所有与待测电容Cm,i相对应的电容式测量电极15041-1504n和1506都在一个相同的参考电位116下极化，该参考电位也根据众所周知的实施方式被用作保护电位来极化这些电极附近的元件，并且可选地还被用作如上所述的电子设备的电源的参考电位，以这种方式获得具有最优灵敏度的电容式检测电子设备，其中能够消除所有寄生耦合电容和泄漏电容。
当然，电容式检测装置1500能够利用参考图3-14描述的装置的任何组合。
本发明不限于刚刚所描述的示例，并且可以在不超出本发明的范围的情况下对这些示例进行大量修改。

Claims (23)

1.一种电子阻抗测量装置(300；400；500；600)，其包括：
-被称为测量支路的支路(102)，其包括待测阻抗(Zm)；和
-被称为参考支路的至少一个支路(104)，其包括被称为参考阻抗的阻抗(Zr)；其特征在于，所述电子阻抗测量装置还包括：
-被称为检测电子设备的电子设备(106)，其配置为提供误差信号(Vs)，所述误差信号取决于所述至少一个参考支路(104)中流动的电流(Ir)与测量支路(102)中流动的电流(Im)的代数和；和
-被称为调节装置的至少一个装置(402；602、604)，其与控制变量(k)成反比地改变所述至少一个参考支路中的电流(Ir)，其中
-所述检测电子设备(106)包括电荷放大器(108)，所述电荷放大器在待测阻抗(Zm)与至少一个所述参考阻抗(Zr)之间的所述至少一个参考支路(104)与测量支路(102)的接合点处连接，并且配置为提供误差信号(Vs)，所述误差信号取决于测量支路(102)的电流(Im)与所述至少一个参考支路(104)的电流(Ir)的代数和。
2.根据前述权利要求所述的电子阻抗测量装置(300；400；500)，其特征在于，对于至少一个参考支路(104)，所述调节装置(402)被配置为与控制变量(k)成反比地改变传递到所述参考支路(104)的电压的幅度。
3.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(400；500)，其特征在于，所述调节装置包括放大器(402)，所述放大器的增益与控制变量(k)成反比地变化，并且被布置在电压源(V0)的下游。
4.根据权利要求2所述的电子阻抗测量装置(400；500)，其特征在于，所述调节装置包括：
-放大器(404)，和
-至少一个第一数字电位器(408)，其被用作所述放大器(404)的输入电阻器，并且所述至少一个第一数字电位器的电阻与控制变量(k)成比例地调节。
5.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(600)，其特征在于，对于至少一个参考支路(104)，所述调节装置被配置为与控制变量(k)成比例地改变所述参考支路(104)的参考阻抗(Zr)。
6.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(600)，其特征在于，所述调节装置包括：
-串联布置的一组至少两个阻抗(6020-6027)，和
-至少一个可控开关(6040-6047)，其每个设置为使所述串联布置的一组至少两个阻抗(6020-6027)中的一个阻抗短路或不短路。
7.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(600)，其特征在于，所述调节装置包括：
-串联布置的一组至少两个阻抗(6020-6027)，和
-多个可控开关(6040-6047)，其每个设置为使所述串联布置的一组至少两个阻抗(6020-6027)中的一个阻抗短路或不短路。
8.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(700)，其特征在于，所述电子阻抗测量装置包括：
-至少两个参考支路(1041-1042)，其包括不同类型的参考阻抗(Zr,1、Zr,2)；和/或
-至少两个参考支路(1041-1042)，其包括相同类型的参考阻抗(Zr,1、Zr,2)，并且由正交信号供电。
9.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置，其特征在于，所述电子阻抗测量装置还包括布置在检测电子设备(106)下游的幅度解调器(110、902)。
10.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(1000)，其特征在于，所述电子阻抗测量装置还包括布置在检测电子设备(106)下游的放大器(1002)，所述布置在检测电子设备(106)下游的放大器的增益与控制变量(k)成比例。
11.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(1000)，其特征在于，所述电子阻抗测量装置还包括布置在检测电子设备(106)下游的放大器(1002)，所述布置在检测电子设备(106)下游的放大器的增益等于所述控制变量(k)。
12.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(1200；1300；1400)，其特征在于，所述参考支路(104)和测量支路(102)可选地通过使用变压器(1202)由相同的源(V0)供电。
13.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(1300)，其特征在于：
-待测阻抗(Zm)参考于接地(M)，并且
-所述至少一个参考支路(104)的电流(Ir)在工作频率下参考于被称为参考电位的交变电位(116)，所述参考电位不同于所述接地(M)；所述电子阻抗测量装置(1300)包括布置在所述参考电位(116)与所述接地(M)之间的交流电压源(V0)。
14.根据权利要求13所述的电子阻抗测量装置(1300)，所述接地(M)是大地。
15.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(1500)，其特征在于，所述电子阻抗测量装置是包括电容型的待测阻抗(Cm,0-Cm,n)的电容式阻抗测量装置。
16.根据权利要求1或2所述的电子阻抗测量装置(1500)，其特征在于，所述电子阻抗测量装置包括电容型的参考阻抗(Cr)。
17.一种用于利用电子阻抗测量装置来测量阻抗的方法，所述电子阻抗测量装置包括：
-被称为测量支路的支路(102)，其包括待测阻抗(Zm)；
-被称为参考支路的至少一个支路(104)，其包括被称为参考阻抗的阻抗(Zr)；
其特征在于，所述方法包括：
-利用检测电子设备(106)获得误差信号(Vs)的步骤，所述误差信号取决于在所述至少一个参考支路(104)中流动的电流(Ir)与在测量支路(102)中流动的电流(Im)的代数和；和
-被称为调节步骤的步骤的至少一次迭代，在该步骤中与控制变量(k)成反比地改变所述至少一个参考支路(104)中的电流(Ir)，其中
-所述检测电子设备(106)包括电荷放大器(108)，所述电荷放大器在待测阻抗(Zm)与至少一个所述参考阻抗(Zr)之间的所述至少一个参考支路(104)与测量支路(102)的接合点处连接，并且配置为提供误差信号(Vs)，所述误差信号取决于测量支路(102)的电流(Im)与所述至少一个参考支路(104)的电流(Ir)的代数和。
18.根据权利要求17所述的用于利用电子阻抗测量装置来测量阻抗的方法，其特征在于，所述待测阻抗是电容阻抗。
19.一种用于物体(1502)的电容式检测的装置(1500)，其包括：
-被称为测量电极的至少一个电极(15041-1504n、1506)，和
-至少一个根据权利要求1至16中任一项所述的电子阻抗测量装置，其被布置为测量在所述测量电极(15041-1504n、1506)与所述物体(1502)之间形成的电容阻抗。
20.根据前一权利要求所述的用于物体(1502)的电容式检测的装置(1500)，其特征在于，电子阻抗测量装置为多个测量电极(15041-1504n)所共用，所述电容式检测装置包括将所述电子阻抗测量装置交替地连接至所述测量电极(15041-1504n)中的每一个的轮询装置(802)。
21.一种用于机器人的设备，所述用于机器人的设备配备有：
-至少一个根据权利要求19或20中任一项所述的用于物体的电容式检测装置；或
-至少一个根据权利要求1至16中任一项所述的至少一个电子阻抗测量装置。
22.根据权利要求21所述的用于机器人的设备，其特征在于，所述用于机器人的设备是可拆卸的或不可拆卸的。
23.一种机器人，其配备有：
-根据权利要求21或22的用于机器人的设备；或
-至少一个根据权利要求19或20中任一项所述的用于物体的电容式检测装置；或
-至少一个根据权利要求1至16中任一项所述的电子阻抗测量装置。
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