CN111142601B - 一种数字控制混合型电源调制器及调制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种数字控制混合型电源调制器，包括线性模块、电源模块、数字控制模块和开关转换模块，其中，线性模块用于向功率放大器提供与包络信号幅值对应的调制电压；数字控制模块用于将包络信号进行处理后并输入控制单元进行不同占空比的编码以输出第一控制信号，第一控制信号经过栅极驱动器控制选择开关对功率放大器提供与包络信号幅值对应的调制电流；即通过包络追踪技术控制功率放大器的调制电压和调制电流随包络信号的幅值而变化，提高了功率放大器的效率。本发明还提供一种数字控制混合型电源调制电路。

Description

一种数字控制混合型电源调制器及调制电路

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种数字控制混合型电源调制器及调制电路。

背景技术

随着信息化建设的加速发展，无线通信、数据链、卫星通信等无线通信系统的业务需求迅猛增长，网系覆盖范围不断扩展，各网系内的用户数量也在成倍增加。在环境日益复杂、电磁频谱日益拥挤的背景下，高传输速率、高频谱利用率、高通信可靠性、低功耗和小型化已成为无线通信系统的迫切需求。

近年来，为了提高传输速率和频谱利用率，各种复杂的宽带高效调制技术相继被应用于无线通信系统中。以正交频分复用技术(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)为代表的宽带高效调制技术，其调制波形具有宽带和高峰均比(Peakto Average Power Ratio，PAPR)特性，对无线通信系统中射频功率放大器(以下简称射频功放或功率放大器)的效率、线性和工作带宽提出了更高要求，射频功放用于在接收到输入信号RF_in之后，放大该输入信号RF_in以产生放大了的输出信号RF_OUT。

对于高峰均比PAPR的宽带信号，为了保证射频功放的线性度，传统方法是采用输出功率回退，即使用具有更大功率输出能力的射频功放，使其工作在线性状态，从而改善线性性能。然而，针对传统射频功放一般采用恒定电压供电，由于该恒定电压是根据射频功放在饱和区的最大输出功率设定的，而在功率回退时，射频功放的平均输出功率远远小于饱和区的最大输出功率，使射频功放的损耗急剧增加，工作效率急剧恶化。针对类似OFDM的高峰均比PAPR宽带调制波形，如何同时满足高线性、高效率和宽频带需求，是当前射频功放的研究重点，也是急需解决的一个世界性难题。

相对于其他技术，包络追踪(Envelope Tracking，ET)技术具有较宽的动态范围和工作频段，线性度和效率的提升比较可控，在技术可实现性上更具优势，因此更加适用于高峰均比PAPR的无线通信系统。而如何设计高效率高带宽的电源调制器成为ET技术中的核心部分。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供一种数字控制混合型电源调制器及调制电路，以向功率放大器的漏极提供与包络信号幅值对应的调制电压和调制电流，提高功率放大器的效率。

为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种数字控制混合型电源调制器，包括：线性模块、电源模块、数字控制模块和开关转换模块，线性模块对功率放大器提供调制电压，数字控制模块控制开关转换模块对功率放大器提供调制电流，其中：

线性模块包括运算放大器和电压电流发生器，包络信号输入运算放大器，并通过电压电流发生器向功率放大器提供与包络信号幅值对应的调制电压；

电源模块用于将输入的电源电压转换成调整电压，并利用电源电压对开关转换模块中的选择开关进行供电；

数字控制模块包括控制单元，控制单元包括迟滞比较器和PWM发生器，数字控制模块对输入的包络信号进行处理后输出模数转换信号，将模数转换信号输入控制单元，利用PWM发生器对模数转换信号进行不同占空比的编码后输出第一控制信号，利用迟滞比较器对模数转换信号进行迟滞比较后输出第二控制信号，第一控制信号用于控制开关转换模块对功率放大器提供与包络信号幅值对应的调制电流；第二控制信号用于控制电源模块向电压电流发生器的电源端提供与包络信号幅值对应的供电电压；

开关转换模块包括栅极驱动器和选择开关，第一控制信号依次经过栅极驱动器和选择开关后对功率放大器提供与包络信号幅值对应的调制电流。

优选地，从运算放大器的正向输入端输入包络信号，运算放大器的反向输入端经过第一电阻进行接地，并经过第二电阻与电压电流发生器的输出端相连接。

优选地，电压电流发生器为推挽电路，推挽电路包括N型MOS管和P型MOS管；N型MOS管的栅极与P型MOS管的栅极相连接，作为电压电流发生器的输入端；N型MOS管的源极与P型MOS管的源极相连接，作为电压电流发生器的输出端；N型MOS管的漏极作为电压电流发生器的电源端；P型MOS管的漏极进行接地。

优选地，电源模块包括直流至直流电压转换器和电源选择器，直流至直流电压转换器用于将电源电压转换成调整电压，电源电压和调整电压输入电源选择器，并利用第二控制信号控制电源选择器对电压电流发生器的电源端提供与包络信号幅值对应的供电电压，供电电压包括电源电压或调整电压。

优选地，数字控制模块还包括低通滤波器和模数转换器，包络信号依次经过低通滤波器和模数转换器进行处理后输出模数转换信号。

优选地，利用PWM发生器对模数转换信号进行不同占空比的编码后，还包括，对编码后的波形依次进行粗精度调节和细精度调节以输出第一控制信号，粗精度调节基于粗调系数确定第一控制信号脉宽的结束区域，细精度调节基于细调系数确定第一控制信号脉宽的结束位置。

优选地，选择开关包括第一开关管和第二开关管，栅极驱动器的第一输出端与第一开关管的输入控制端相连接，栅极驱动器的第二输出端与第二开关管的输入控制端相连接，第一开关管的源极与第二开关管的漏极相连接，并作为选择开关的输出端，第二开关管的源极进行接地，利用电源电压对第一开关管的漏极进行供电。

优选地，选择开关的输出端经过电感与功率放大器的漏极相连接。

优选地，电源选择器包括二极管和第三开关管，直流至直流电压转换器的输出端与二极管的正极相连接，二极管的负极与第三开关管的源极和电压电流发生器的电源端相连接，电源电压输入第三开关管的漏极，第二控制信号输入第三开关管的输入控制端，通过控制第三开关管的开启与关断来实现电压电流发生器的供电电压在电源电压和调整电压之间切换。

优选地，推挽电路还包括直流偏置器，直流偏置器用于向N型MOS管和P型MOS管的输入端提供直流偏置电压。

本发明还提供一种数字控制混合型电源调制电路，包括上述任一所述的数字控制混合型电源调制器。

与现有技术相比，本发明的有益效果具体如下：利用线性模块对功率放大器提供与包络信号幅值对应的调制电压；利用数字控制模块对输入的包络信号进行处理后输出模数转换信号，将模数转换信号输入控制单元，利用控制单元中的PWM发生器对模数转换信号进行不同占空比的编码后输出第一控制信号，利用控制单元中的迟滞比较器对模数转换信号进行迟滞比较后输出第二控制信号，通过第一控制信号控制开关转换模块对功率放大器提供与包络信号幅值对应的调制电流，即通过包络追踪技术控制功率放大器的调制电压和调制电流随包络信号的幅值而变化，而不是向功率放大器提供固定的电源电压和电流，当输入包络信号幅值比较小时，功率放大器无需提供很大的调制电压和调制电流，因此可以显著降低功率放大器的功耗；同时利用第二控制信号控制电源模块向电压电流发生器的电源端提供与所述包络信号幅值对应的供电电压，当包络信号的幅值比较小时，相对应的线性模块的线性放大幅值比较小，电压电流发生器无需很高的供电电压，即可为功率放大器提供相应的调制电压，提高了线性模块的效率，而且减小了线性模块的损耗。本发明通过降低功率放大器的功耗、减小线性模块的损耗，提高了功率放大器的效率。

附图说明

图1是本发明提供的数字控制混合型电源调制器内部电路示意图；

图2是本发明实施例提供的线性模块内部电路示意图；

图3是本发明实施例提供的电源模块内部电路示意图；

图4是本发明实施例提供的PWM发生器示意图；

图5是本发明实施例提供的开关转换模块内部电路示意图。

其中：1.线性模块，11.运算放大器，12.电压电流发生器，13.第一电阻，14.第二电阻，2.电源模块，21.直流至直流电压转换器，22.电源选择器，221.二极管，222.第三开关管，3.数字控制模块，31.低通滤波器，32.模数转换器，33.控制单元，331.迟滞比较器，332.PWM发生器，4.开关转换模块，41.栅极驱动器，42.选择开关，43.电感，5.功率放大器。

具体实施方式

下面结合附图说明根据本发明的具体实施方式。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。

由于传统功率放大器采用恒定电压供电，为了保证功率放大器的线性度，传统方法是采用功率回退，而功率回退会导致功率放大器的损耗急剧增加，工作效率急剧恶化。

基于此本发明提供一种数字控制混合型电源调制器，该数字控制混合型电源调制器对输入的包络信号实时跟踪，以控制功率放大器的调制电压和调制电流，来达到提高效率的目的。

为了更好的理解本发明的技术方案和技术效果，以下将结合附图1-5对具体的实施例进行详细的描述。

参见图1，本发明提供一种数字控制混合型电源调制器，该数字控制混合型电源调制器包括：线性模块1、电源模块2、数字控制模块3和开关转换模块4，线性模块1对功率放大器5提供大部分调制电压Vpa，数字控制模块3控制开关转换模块4对功率放大器5提供主要调制电流Ih，其中：线性模块1包括运算放大器11和电压电流发生器12，包络信号Venv输入运算放大器11，并通过电压电流发生器12向功率放大器5提供与包络信号Venv幅值对应的调制电压Vpa；电源模块2用于将输入的电源电压Vdd转换成调整电压Vm，并利用电源电压Vdd对开关转换模块4中的选择开关42进行供电；数字控制模块3包括控制单元33，控制单元33包括迟滞比较器331和PWM发生器332，数字控制模块3对输入的包络信号Venv进行处理后输出模数转换信号AD，将模数转换信号AD输入控制单元33，利用PWM发生器332对模数转换信号AD进行不同占空比的编码后输出第一控制信号SW1，利用迟滞比较器331对模数转换信号AD进行迟滞比较后输出第二控制信号SW2，第一控制信号SW1用于控制开关转换模块4对功率放大器5提供与包络信号Venv幅值对应的调制电流Ih；第二控制信号SW2用于控制电源模块2向电压电流发生器12的电源端提供与包络信号Venv幅值对应的供电电压Vdd_m；开关转换模块4包括栅极驱动器41和选择开关42，第一控制信号SW1依次经过栅极驱动器41和选择开关42后对功率放大器5提供与包络信号Venv幅值对应的调制电流Ih。

需要说明的是，包络信号Venv经过数字控制模块3进行处理后输出模数转换信号AD，模数转换信号AD输入迟滞比较器331的正向输入端，并与迟滞比较器331反向输入端输入的基准电压Vref在迟滞宽度Vh内进行比较，迟滞比较器331的输出端输出第二控制信号SW2，其中第二控制信号SW2是与包络信号Venv幅值对应的脉冲信号，电压电流发生器12输出信号的大小等于输入包络信号Venv幅值与线性模块3增益的乘积，当输入包络信号Venv幅值比较大时，电压电流发生器12向功率放大器5提供与包络信号Venv幅值对应的调制电压Vpa相应变大，则第二控制信号SW2控制电源模块2向电压电流发生器12的电源端提供与包络信号Venv幅值对应的供电电压Vdd_m变大，反之则相反。具体地，本实施例中的PWM发生器332采用RS触发器，也可以采用其他PWM发生器，比如JK触发器、D触发器等，在此不作具体限定，模数转换信号AD输入RS触发器的R或S输入端，经过不同占空比的编码，即PWM编码，RS触发器的正向输出端输出第一控制信号SW1，当然也可以采用RS触发器反向输出端的输出信号作为第一控制信号SW1，其中第一控制信号SW1是与包络信号Venv幅值对应的不同占空比的脉冲信号。

采用上述技术方案，利用线性模块1对功率放大器5的漏极提供与包络信号Venv幅值对应的调制电压Vpa；数字控制模块3对包络信号Venv进行处理后输出模数转换信号AD，模模数转换信号AD输入控制单元33，控制单元33中的PWM发生器332对模数转换信号AD进行PWM编码，输出第一控制信号SW1，第一控制信号SW1用于控制开关转换模块4对功率放大器5的漏极提供与包络信号Venv幅值对应的调制电流Ih，即通过包络追踪技术控制功率放大器5的漏极的调制电压Vpa和调制电流Ih随包络信号Venv的幅值而变化，而不是向功率放大器5的漏极提供固定的电压和电流，当输入包络信号Venv幅值比较小时，向功率放大器5提供较小的调制电压和调制电流，可以显著降低功率放大器5的功耗；同时利用第二控制信号SW2控制电源模块2向电压电流发生器12的电源端提供与包络信号Venv幅值对应的供电电压Vdd_m，当包络信号Venv的幅值比较小时，相对应的线性模块1的线性放大幅值比较小，电压电流发生器12无需很高的供电电压，即第二控制信号SW2控制电源模块2向电压电流发生器12的电源端提供较小的供电电压，就可为功率放大器5提供相应的调制电压，提高了线性模块1的效率，而且减小了线性模块1的损耗。

在上述实施例的基础上，进一步的，运算放大器11的电源电压为Vdd，包络信号Venv输入运算放大器11的正向输入端，运算放大器11的反向输入端经过第一电阻13进行接地，并经过第二电阻14与电压电流发生器12的输出端相连接，运算放大器11的输出端与电压电流发生器12的输入端相连接，电压电流发生器12的输出端与功率放大器5的漏极相连接，参见图2所示。

采用上述技术方案，通过运算放大器11对正向输入的包络信号Venv进行线性放大，包络信号Venv包括LTE、QPSK、WCDMA、OFDM等，放大的倍数由第一电阻13和第二电阻14决定，然后将放大后的包络信号Venv输入电压电流发生器12，电压电流发生器12向功率放大器5的漏极提供与包络信号Venv幅值对应的调制电压Vpa及微小的漏极驱动电流Im。传统功率放大器5的漏极采用恒定电压供电，在功率回退时，功率放大器5的平均输出功率远远小于功率放大器5的饱和区的功率，使功率放大器5的损耗急剧增加，工作效率急剧恶化，采用上述运算放大器11和电压电流发生器12组成的线性模块1对功率放大器5的漏极提供与包络信号Venv幅值对应的调制电压Vpa，使调制电压Vpa随包络信号Venv的幅值而变化，当包络信号Venv幅值比较小时，电压电流发生器12向功率放大器5的漏极提供较小的调制电压Vpa即可实现功率的放大，即降低了功率放大器5的功耗，提高了效率。

在上述实施例的基础上，进一步的，电压电流发生器12为推挽电路，推挽电路包括N型MOS管M1和P型MOS管M2，从N型MOS管M1的漏极输入与包络信号Venv幅值对应的供电电压Vdd_m；P型MOS管M2的漏极进行接地；N型MOS管M1的栅极与P型MOS管M2的栅极相连接，作为电压电流发生器12的输入端，并与运算放大器11的输出端相连接；N型MOS管M1的源极与P型MOS管M2的源极相连接，作为电压电流发生器12的输出端，参见图2所示。

采用上述技术方案，运算放大器11将包络信号Venv进行放大后，经过电压电流发生器12中的推挽电路进行跟随，为功率放大器5的漏极提供与包络信号Venv幅值对应的调制电压Vpa的同时，提供漏极驱动电流Im，由于推挽电路输入阻抗比较大，而输出阻抗比较小，所以能够对功率放大器5的漏极提供驱动电流Im，提高线性模块1的驱动能力。

在上述实施例的基础上，进一步的，电源模块2包括直流至直流电压转换器21和电源选择器22，直流至直流电压转换器21用于将电源电压Vdd转换成调整电压Vm，调整电压Vm可以小于电源电压Vdd，也可以大于电源电压Vdd，本实施例中的调整电压Vm小于电源电压Vdd。电源电压Vdd和调整电压Vm输入电源选择器22，并利用第二控制信号SW2控制电源选择器22对电压电流发生器12的电源端提供与包络信号Venv对应的供电电压Vdd_m，供电电压Vdd_m包括电源电压Vdd或调整电压Vm，参见图3所示。

采用上述技术方案，利用第二控制信号SW2控制电源选择器22对推挽电路的电源端提供与包络信号Venv幅值对应的供电电压Vdd_m，当包络信号Venv的幅值比较小时，相对应的线性模块1的线性放大幅值比较小，推挽电路无需很高的供电电压Vdd_m，即可为功率放大器5的漏极提供相应的调制电压Vpa及微小的漏极驱动电流Im，此时第二控制信号SW2输入低电平信号，控制电源选择器22对推挽电路的电源端提供调整电压Vm；当包络信号Venv的幅值比较大时，相对应的线性模块1的线性放大幅值比较大，此时第二控制信号SW2输入高电平信号，控制电源选择器22对推挽电路的电源端提供电源电压Vdd。本实施例根据包络追踪技术控制推挽电路的供电电压Vdd_m随包络信号Venv的幅值而变化，提高了线性模块1的效率，而且减小了线性模块1的损耗。

若调整电压Vm大于电源电压Vdd，则当包络信号Venv的幅值比较小时，第二控制信号SW2输入高电平信号，控制电源选择器22对推挽电路的电源端提供电源电压Vdd；当包络信号Venv的幅值比较大时，第二控制信号SW2输入低电平信号，控制电源选择器22对推挽电路的电源端提供调整电压Vm。

在上述实施例的基础上，进一步的，数字控制模块3还包括低通滤波器31和模数转换器32，包络信号Venv依次经过低通滤波器31和模数转换器32进行处理后输出模数转换信号AD。

需要说明的是，包络信号Venv输入低通滤波器31去除高频噪声后，输入模数转换器32进行模数转换，将模拟信号转换成数字信号。

采用上述技术方案，利用低通滤波器31滤除包络信号Venv的高频噪声，再将低通滤波后的包络信号输入模数转换器32进行包络信号Venv幅值的模数转换，输出模数转换信号AD，便于将模数转换信号AD输入控制单元33进行逻辑处理及控制。

在上述实施例的基础上，进一步的，利用PWM发生器332对模数转换信号AD进行不同占空比的编码后，还包括，对编码后的波形依次进行粗精度调节和细精度调节以输出第一控制信号SW1，粗精度调节基于粗调系数确定第一控制信号SW1脉宽的结束区域，细精度调节基于细调系数确定第一控制信号SW1脉宽的结束位置。

需要举例说明的是，比如输入0到1V的正弦波包络信号Venv，先将0到1V的正弦波包络信号Venv分成若干份，对幅值为0.1V的包络信号Venv，经过低通滤波器31和模数转换器32后，输出模数转换信号AD，将模数转换信号AD经过不同占空比的编码输出占空比为1％的第一控制信号SW1；对幅值为0.2V的包络信号，经过低通滤波器31和模数转换器32后，输出模数转换信号AD，将模数转换信号AD经过不同占空比的编码输出占空比为2％的第一控制信号SW1；对幅值为0.3V的包络信号，经过低通滤波器31和模数转换器32后，输出模数转换信号AD，将模数转换信号AD经过不同占空比的编码输出占空比为3％的第一控制信号SW1，依次类推，来实现不同包络信号Venv幅值经过不同占空比的编码输出不同占空比的第一控制信号SW1，以此来实现包络追踪，其中第一控制信号SW1是与包络信号Venv幅值对应的不同占空比的脉冲信号。

具体的，PWM发生器332对模数转换信号AD进行不同占空比的编码后，将要调制的PWM波数据进行划分，分别为粗精度和细精度，使用粗精度大概确定PWM脉宽的结束区域，使用细精度精确地确定结束位置。该实现方案中PWM的精度取决于细精度的分辨率。粗调系数的大小决定了PWM起始控制信号的时间，通过RS触发器就可以实现置位PWM波，粗精度调节结束后细精度调节开始工作，根据细调系数来确定PWM的结束控制信号，参见图4所示。

采用上述技术方案，通过采用PWM发生器332对模数转换信号AD进行不同占空比的编码，控制第一控制信号SW1的脉冲宽度，以实现对功率放大器5的调制电流Ih的供电时间的控制。

在上述实施例的基础上，进一步的，选择开关42包括第一开关管S1和第二开关管S2，栅极驱动器41的第一输出端SD1与第一开关管S1的输入控制端相连接，栅极驱动器41的第二输出端SD2与第二开关管S2的输入控制端相连接，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极相连接，并作为选择开关42的输出端，第二开关管S2的源极进行接地，利用电源电压Vdd对第一开关管S1的漏极进行供电，参见图5所示。

采用上述技术方案，将电源电压Vdd输入第一开关管S1的漏极为选择开关42供电，第一控制信号SW1通过栅极驱动器41控制第一开关管S1和第二开关管S2的开启与关断，具体选择开关42的工作如下：

1)当第一控制信号SW1为高电平时，第一开关管S1开启、第二开关管S2关断。

2)当第一控制信号SW1为低电平时，第一开关管S1关断、第二开关管S2开启。

在上述实施例的基础上，进一步的，选择开关42的输出端经过电感43与功率放大器5的漏极相连接。

采用上述技术方案，开关转换模块4经过电感43输出与包络信号Venv幅值相对应的调制电流Ih，开关转换模块4的具体工作如下：

1)当第一控制信号SW1为高电平时，第一开关管S1开启、第二开关管S2关断，第一开关管S1输出电压值Vdd对电感43进行充电，开关转换模块4对功率放大器5的漏极提供的与包络信号Venv幅值对应的调制电流Ih快速升高。

2)当第一控制信号SW1为低电平时，第一开关管S1关断、第二开关管S2开启，电感43通过第二开关管S2进行放电，开关转换模块4对功率放大器5的漏极提供的与包络信号Venv幅值对应的调制电流Ih缓慢降低。

在上述实施例的基础上，进一步的，电源选择器22包括二极管221和第三开关管222，直流至直流电压转换器21的输出端与二极管221的正极相连接，二极管221的负极与第三开关管222的源极和电压电流发生器12的电源端相连接，电源电压Vdd输入第三开关管222的漏极，第二控制信号SW2输入第三开关管222的输入控制端，通过控制第三开关管222的开启与关断来实现电压电流发生器12的供电电压Vdd_m在电源电压Vdd和调整电压Vm之间切换。

采用上述技术方案，利用第二控制信号SW2通过控制第三开关管222的开启与关断来控制推挽电路电源端的供电电压Vdd_m。当SW2输出高电平时，第三开关管222开启，由于二极管221单向导通的原因，此时推挽电路供电电压Vdd_m＝Vdd，当SW2输出低电平时，第三开关管222关断，推挽电路的供电电压Vdd_m＝Vm。

在上述实施例的基础上，进一步的，推挽电路还包括直流偏置器BT，直流偏置器BT用于向N型MOS管M1和P型MOS管M2的输入端提供直流偏置电压Vbias。

采用上述技术方案，通过向N型MOS管M1和P型MOS管M2的输入端提供直流偏置电压Vbias，防止输入推挽电路的信号交越失真。

本发明还提供一种数字控制混合型电源调制电路，包括上述任一所述的数字控制混合型电源调制器。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种数字控制混合型电源调制器，其特征在于，包括：线性模块、电源模块、数字控制模块和开关转换模块，所述线性模块对功率放大器提供调制电压，所述数字控制模块控制所述开关转换模块对所述功率放大器提供调制电流，其中：

所述线性模块包括运算放大器和电压电流发生器，包络信号输入所述运算放大器，并通过所述电压电流发生器向所述功率放大器提供与所述包络信号幅值对应的所述调制电压；

所述电源模块用于将输入的电源电压转换成调整电压，并利用所述电源电压对所述开关转换模块中的选择开关进行供电；

所述数字控制模块包括控制单元，所述控制单元包括迟滞比较器和PWM发生器，所述数字控制模块对输入的所述包络信号进行处理后输出模数转换信号，将所述模数转换信号输入所述控制单元，利用所述PWM发生器对所述模数转换信号进行不同占空比的编码后输出第一控制信号，利用所述迟滞比较器对所述模数转换信号进行迟滞比较后输出第二控制信号，所述第一控制信号用于控制所述开关转换模块对所述功率放大器提供与所述包络信号幅值对应的所述调制电流；所述第二控制信号用于控制所述电源模块向所述电压电流发生器的电源端提供与所述包络信号幅值对应的供电电压；

所述开关转换模块包括栅极驱动器和所述选择开关，所述第一控制信号依次经过所述栅极驱动器和选择开关后对所述功率放大器提供与所述包络信号幅值对应的所述调制电流。

2.根据权利要求1所述的电源调制器，其特征在于：从所述运算放大器的正向输入端输入所述包络信号，所述运算放大器的反向输入端经过第一电阻进行接地，并经过第二电阻与所述电压电流发生器的输出端相连接。

3.根据权利要求2所述电源调制器，其特征在于：所述电压电流发生器为推挽电路，所述推挽电路包括N型MOS管和P型MOS管；

所述N型MOS管的栅极与所述P型MOS管的栅极相连接，作为所述电压电流发生器的输入端；

所述N型MOS管的源极与所述P型MOS管的源极相连接，作为所述电压电流发生器的输出端；

所述N型MOS管的漏极作为所述电压电流发生器的所述电源端；

所述P型MOS管的漏极进行接地。

4.根据权利要求1所述的电源调制器，其特征在于：所述电源模块包括直流至直流电压转换器和电源选择器，

所述直流至直流电压转换器用于将所述电源电压转换成所述调整电压，所述电源电压和调整电压输入所述电源选择器，并利用所述第二控制信号控制所述电源选择器对所述电压电流发生器的电源端提供与所述包络信号幅值对应的所述供电电压，所述供电电压包括电源电压或调整电压。

5.根据权利要求1所述的电源调制器，其特征在于：所述数字控制模块还包括低通滤波器和模数转换器，所述包络信号依次经过所述低通滤波器和模数转换器进行处理后输出模数转换信号。

6.根据权利要求1所述的电源调制器，其特征在于：利用所述PWM发生器对所述模数转换信号进行不同占空比的编码后，还包括，对编码后的波形依次进行粗精度调节和细精度调节以输出第一控制信号，所述粗精度调节基于粗调系数确定所述第一控制信号脉宽的结束区域，所述细精度调节基于细调系数确定所述第一控制信号脉宽的结束位置。

7.根据权利要求1所述的电源调制器，其特征在于：所述选择开关包括第一开关管和第二开关管，所述栅极驱动器的第一输出端与所述第一开关管的输入控制端相连接，所述栅极驱动器的第二输出端与所述第二开关管的输入控制端相连接，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极相连接，并作为所述选择开关的输出端，所述第二开关管的源极进行接地，利用所述电源电压对所述第一开关管的漏极进行供电。

8.根据权利要求7所述的电源调制器，其特征在于：所述选择开关的输出端经过电感与所述功率放大器的漏极相连接。

9.根据权利要求4所述的电源调制器，其特征在于：所述电源选择器包括二极管和第三开关管，所述直流至直流电压转换器的输出端与所述二极管的正极相连接，所述二极管的负极与所述第三开关管的源极和所述电压电流发生器的电源端相连接，

所述电源电压输入所述第三开关管的漏极，所述第二控制信号输入所述第三开关管的输入控制端，通过控制所述第三开关管的开启与关断来实现所述电压电流发生器的供电电压在所述电源电压和调整电压之间切换。

10.根据权利要求3所述的电源调制器，其特征在于：所述推挽电路还包括直流偏置器，所述直流偏置器用于向所述N型MOS管和P型MOS管的输入端提供直流偏置电压。

11.一种数字控制混合型电源调制电路，包括权利要求1至10中任一所述的数字控制混合型电源调制器。

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