CN111083603B - 声音产生设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种声音产生设备，其包括一驱动电路，所述驱动电路包括脉冲幅度调制模块，用来根据一声音输入信号产生一驱动信号，其中所述驱动信号包括根据所述声音输入信号所产生的一脉冲幅度调制信号，所述脉冲幅度调制信号包括在一脉冲率的多个脉冲，所述多个脉冲中的两个连续脉冲在时间上以一脉冲周期隔开，所述脉冲率是所述脉冲周期的一倒数，且所述脉冲率大于所述最大人类可听频率；以及一声音产生装置，耦接于所述驱动电路，用来根据所述驱动信号产生声音。本发明可以提供一种可在高于最大可听频率的一脉冲率产生声音的声音产生设备。

Description

声音产生设备

技术领域

本发明涉及一种声音产生设备，特别是涉及一种可在高于最大可听频率的一脉冲率产生声音的声音产生设备。

背景技术

扬声器驱动(speaker driver)在扬声器产业中对于高保真声音再现是最难挑战的。在声波传播的物理学教导上，在人类可听频率范围内，通过加速传统扬声器驱动的振膜所产生的声压可表示为P∝SF·AR，其中SF为振膜表面积，AR为振膜的加速度。也就是说，声压P正比于振膜表面积SF与振膜的加速度AR的乘积。此外，振膜位移DP可表示为DP∝1/2·AR·T²∝1/f²，其中T与f分别为声波的周期与频率。传统扬声器驱动所引起的空气运动量V_A,CV可表示为V_A,CV∝SF·DP。对于特定的扬声器驱动，其中振膜表面积为常数，空气运动量V_A,CV正比于1/f²，即V_A,CV∝1/f²。

为了覆盖人类可听频率的全部范围，即由20Hz至20KHz，高音扬声器(tweeter)、中范围驱动(mid-range driver)和低音扬声器(woofer)必须包含在传统扬声器中。此些所有附加元件将占据传统扬声器的大空间，并且还增加其生产成本。因此，传统扬声器的设计挑战之一是不可能使用单个驱动来覆盖人类可听频率的全部范围。

通过传统扬声器产生高保真度声音的另一个设计挑战是其外壳。扬声器外壳通常用于容纳所产生声音的向后辐射波，以避免在某些频率中消除向前辐射波，其中此声音频率的对应波长明显大于扬声器尺寸。扬声器外壳也可用于帮助改善或重塑低频响应，举例来说，在低音反射(通口盒(ported box))型的外壳中，所产生的通口共振用于反转向后辐射波的相位，并实现与向前辐射波于通口-腔室的共振频率附近的同相位相加效应。另一方面，在声中止(acoustic suspension)(封闭盒(closed box))型的外壳中，外壳用作弹簧功能，其与振动振膜形成共振电路。通过适当选择扬声器驱动与外壳的参数，可利用组合外壳-驱动器的共振峰值来增强共振频率附近的声音输出，因此改善所得扬声器的性能。

因此，如何设计一个可同时克服上述传统扬声器所面临的设计挑战的小的声音产生装置是本领域的一个重要目标。

发明内容

因此，本发明的主要目的是提供一种可在高于最大可听频率的一脉冲率产生声音的声音产生设备。

本发明的一实施例提供一种声音产生设备。所述声音产生设备包括一驱动电路，包括脉冲幅度调制模块，用来根据一声音输入信号产生一驱动信号，其中所述驱动信号包括根据所述声音输入信号所产生的一脉冲幅度调制信号，所述脉冲幅度调制信号包括在一脉冲率的多个脉冲，所述多个脉冲中的两个连续脉冲在时间上以一脉冲周期隔开，所述脉冲率是所述脉冲周期的一倒数，且所述脉冲率大于所述最大可听频率；以及一声音产生装置，耦接于所述驱动电路，用来根据所述驱动信号产生声音。

本发明的一实施例提供一种声音产生设备。所述声音产生设备包括一声音产生装置，包括多个单元，其中所述多个单元包括多个振膜及多个振膜电极；一驱动电路，包括一采样模块，接收一声音输入信号，用来在多个采样时刻获得所述声音输入信号的多个样本；一求和模块，用来对所述多个样本进行一求和操作，以获得一驱动电压；以及一转换模块，用来根据所述驱动电压产生多个单元驱动电压；其中所述多个单元驱动电压施加于所述多个振膜电极。

附图说明

图1所示为本发明一实施例的一声音产生设备的示意图；

图2所示为本发明一实施例的多个信号的示意图；

图3所示为本发明一实施例的一驱动电路的示意图；

图4所示为本发明一实施例的多个信号的示意图；

图5绘示本发明一实施例的一脉冲幅度调制模块的示意图；

图6绘示本发明一实施例的一脉冲频谱的示意图；

图7绘示本发明一实施例的各种脉冲形状的示意图；

图8绘示本发明一实施例的一声音产生设备的示意图；

图9绘示图8的声音产生设备的一导通控制信号V_G和一电容器C上的一跨压V_C的时序图；

图10绘示本发明一实施例的一平顶脉冲幅度调制及一天然脉冲幅度调制的示意图；

图11所示为本发明一实施例的一驱动电路的示意图；

图12所示为本发明一实施例的一积分-微分模块的示意图；

图13所示为本发明一实施例的一声音产生设备的示意图；

图14所示为本发明一实施例的一分频模块的示意图；

图15绘示一声音产生设备的输出频率响应；

图16所示为本发明一实施例的一声音产生装置的俯视图；

图17所示为本发明一实施例的图16的声音产生装置的剖面图；

图18绘示一声音输入信号及一驱动电压的波形；

图19所示为本发明一实施例的一声音产生设备的示意图；

图20所示为本发明一实施例的一声音产生设备的示意图；

图21绘示等响度的轮廓和表示未限幅声压级极限和相应声压级的线；

图22所示为本发明一实施例的一驱动电路的示意图；

图23所示为本发明一实施例的一平坦响应最大化模块的示意图；

图24所示为本发明一实施例的一平坦响应最大化模块的示意图；

图25所示为本发明一实施例的一整形子模块的示意图；

图26绘示多个空气脉冲阵列的波形；

图27所示为本发明一实施例的一声音产生设备的示意图；

图28所示为本发明一实施例的一声音产生设备的示意图。

符号说明

10、80、B0、E0、F0 声音产生设备

12、32、A2、B2、E2、H2、J2 驱动电路

14、84、B4、C4、K4 声音产生装置

140、J40_1-J40_M、K40 振膜

142、J42_1-J42_M 电极

20 输入信号

A21 积分-微分模块

22 脉冲幅度调制信号

A23 数模转换器

24、24' 脉冲

320、820、A20、B20 脉冲幅度调制模块

B22 分频模块

B22_H 高通滤波器

B22_L 低通滤波器

3200、8200 采样子模块

3202、8202 脉冲整形子模块

324、A24、B24 电源放大器

B26 求和单元

701-703、702a、702b 曲线

8204 切换子模块

8206 导通控制信号产生器

840 负载

860、862 路径

930 曲线

931、932'、934、935、936 部分

932 点

933 峰值

938 电平幅度

A200 上采样子模块

A202 脉冲整形子模块

AD_in、S 声音输入信号

AD_out 驱动信号

T_cycle 脉冲周期

T_width 脉冲宽度

PAM_in 输入信号

PAM_out'、PAM_out、Vout、PAM_out”、ADD_out 输出信号

rp(t) 矩形脉冲

p(t) 特定脉冲形状

RPT 矩形脉冲序列

UPT 单位脉冲序列

IPT 脉冲串

T_S、t₀-t₉ 采样时刻

AMI[n] 幅度信息

PRI[n] 极性信息

TR 晶体管

C 电容器

L 电感器

D 二极管

I_(t<TG)、I_(t>TG) 电流

V_DD 系统电压

SW1、SW2 开关

V_G 导通控制信号

T_G 导通时段

t 时间

f 频率

SUB1、SUB2 减法器

A210 量化器

A212 延迟元件

MP 乘法器

MX 多路复用器

A214 控制器

Δ_m ⁽ⁱ⁾ 误差

R 比率

PAM_out(x)、y_m、x_m 信号

f_C 截止频率

HPC 高通分量

LPC 低通分量

C2、D0～D5、A 单元

C11 前面板

C13 后面板

C21 顶部电极层

C22 压电层

C23 底部电极层

C25 振膜层

S(t₀)-S(t₉)、S(t_n) 样本

V_D(t₀)-V_D(t₉)、V_D(t_n) 驱动电压

ΔV_D(t₁)-ΔV_D(t₉) 驱动电压差

E20 采样模块

E22 求和模块

E24 转换模块

H20、I20 平坦响应最大化模块

V_D,D0-V_D,D5、V_D,A 单元驱动电压

F2 采样和映射模块

F4 多级驱动器

F6 开关模式驱动器

G01 直线

G02-G04 虚线

H200、I24 滤波器

H202 混合子模块

H204 控制单元

I22 整形子模块

N 节点

S(t_n)^(F) 滤波后样本

S(t_n)^(P) 处理后样本

a 比率系数

S(t_n)^(R) 整形样本

I220 低频升压部分

I222 压缩部分

I224 低频等化部分

S_N 第一信号

S_LFB 低频升压信号

S_C 压缩信号

f_CL 特定频率

PA₁、PA₂、PA_m 空气脉冲阵列

J2_1-J2_M 驱动子电路

J22 交错控制电路

AD_out_1-AD_out_M 驱动子信号

J4_1-J4_M 声音产生子装置

K44_1、K44_2 波导组件

K46_1、K46_2 路径

具体实施方式

为克服发声器产业中扬声器驱动及其外壳的设计挑战，申请人在申请号为201910039667.5专利中提供了声音产生微机电系统(micro-electrical-mechanical-system，MEMS)装置，以在一空气脉冲率/频率产生声音。其中空气脉冲率高于最大(人类)可听频率。

申请号为201910039667.5专利中的声音产生装置需要阀和振膜来产生空气脉冲。为了实现如此快的脉冲速，阀需要能够在大约2.6-3.9μS内执行开关操作。快速移动的阀需要耐受灰尘、汗水、手上的油脂、耳垢，并且预计能够经受超过一兆次的操作循环，这是极具挑战性的。本发明提供了一种声音产生设备，其在高于最大可听频率的脉冲率使用空气脉冲阵列产生可听声音，而未使用阀。具体而言，本发明利用了申请号为201910039667.5专利中讨论的脉冲幅度调制(pulse amplitude modulation，PAM)声音产生装置的以下特征。首先，多个空气脉冲内的脉冲幅度独立于多个空气脉冲的包络频率，判断由脉冲幅度调制声音产生装置产生的可听声音的声压级(sound pressure level，SPL)。此外，在给定的声压级下，振膜位移DP及可听声音f的频率之间的关系亦为传统扬声器驱动。

图1所示为本发明一实施例的一声音产生设备10的示意图。声音产生设备10包括一驱动电路12及一声音产生装置(sound producing device，SPD)14。驱动电路12接收一声音输入信号AD_in并根据声音输入信号AD_in产生一驱动信号AD_out。声音产生装置14包括一发声振膜140及连接至振膜140的一电极142。电极142耦接于驱动电路12以接收驱动信号AD_out，使得声音产生装置14可在一空气脉冲率产生多个空气脉冲，其中所述空气脉冲率高于一最大人类可听频率，如申请号为201910039667.5的专利。

对于明显高于人类可听频率的空气脉冲率，因有时达到超声频率，由声音产生设备10所产生的多个空气脉冲可称为一超声脉冲阵列(ultrasonic pulse array，UPA)。

与申请号为201910039667.5的专利类似，由声音产生装置14所产生的多个空气脉冲的每一个在声压级方面具有非零偏移(Non-zero offest)，其中所述非零偏移是相对于一零声压级(Zero SPL)的一偏差(Offset)。而且，声音产生装置14所产生的多个空气脉冲在多个脉冲周期内是非周期性的。“非零声压级偏移”和“非周期性”特性的细节可以参考申请号201910039667.5的专利，为简洁起见，在此不再赘述。

在一个实施例中，振膜电极142产生一驱动力其用来驱动振膜且正比于驱动信号AD_out。在此情况下，声音产生装置14可是基于电磁力或静电力的传统扬声器，例如一高音扬声器。

具体而言，声音产生装置14是一“基于力的”声音产生装置，其中正比于驱动信号的驱动力是通过驱动电流(或电压)和永磁(或电)场的相互作用所产生，且此力随后使振膜作用于空气并产生所需的声压。对于基于力的声音产生装置，驱动信号与空压脉冲所产生的声压级直接相关。基于力的声音产生装置可总结为F＝g·S，其中F表示声音产生装置所产生的力，S表示一输入信号(在这种情况下可以是AD_in)，g表示一常数。

为了产生多个空气脉冲，不同于传统技术声音产生设备内的所有驱动电路，驱动电路12包括一脉冲幅度调制(pulse amplitude modulation，PAM)模块。脉冲幅度调制模块用来在一脉冲率产生一脉冲幅度调制信号，其中脉冲率是显著地高于所述最大可听频率。驱动信号AD_out(驱动声音产生装置14)包括脉冲幅度调制信号，其形式为具有一脉冲率的多个脉冲(稍后描述)。

图2所示为本发明一实施例的一输入信号20、一脉冲幅度调制信号22及多个脉冲24的示意图。馈入脉冲幅度调制模块的输入信号20可为声音输入信号AD_in或相关于声音输入信号AD_in。脉冲幅度调制模块所产生的脉冲幅度调制信号22包括多个脉冲24。多个脉冲24具有一脉冲率R_P。具体而言，每两个连续脉冲24在时间上以一脉冲周期T_cycle隔开，而脉冲率R_P是脉冲周期T_cycle的一倒数，即，R_P＝1/T_cycle。脉冲率R_P大于一最大可听频率(如，20KHz)。举例来说，脉冲率R_P可能为30KHz或96KHz。驱动信号AD_out可能包括脉冲幅度调制信号如信号22。

须注意，不同于幅度调制(amplitude modulation，AM)调制使用载波频率的正弦波调制输入信号且正弦波的每个周期具有为零平均，图2所示的一脉冲幅度调制机制的每个单独脉冲24(类似于幅度调制方法中的正弦波)在脉冲周期T_cycle内具有非零平均。甚至声音输入信号AD_in调制为一高频率如脉冲率R_P(高于所述最大可听频率，类似于幅度调制方法中的载波频率)，脉冲幅度调制信号22及/或驱动信号AD_out具有脉冲幅度调制信号22及/或驱动信号AD_out的非零低频分量(即，可听见的带内信号分量)。

由于环境物体和人耳道执行一定程度的低通滤波效果，高频分量(即超出人类听觉可听见的最高频率的带外信号分量)将被吸收/衰减，且只能感知带内信号分量。环境物体可以是墙壁、窗户、橱窗装饰、地毯、地板、天花板等，并且人耳道可以是从外耳，通过耳道和鼓膜，到锤骨，砧骨和镫骨。

从另一个角度来看，作为一高音扬声器(例如，Aurum Cantus AST 2560)的声音产生装置14可具有宽范围的平坦频率响应(从1.05KHz-40KHz为94.5±2dB)，同时保持谐波失真小于1％。通过使用以脉冲率R_P产生脉冲幅度调制信号的驱动电路12，声音产生装置14可以成功地在脉冲率R_P产生高声压级并具有低谐波失真的声音，且所产生被人耳感知的声音可以降至20～30Hz，其通常需要使用次低音扬声器(subwoofer)。

除此之外，由脉冲幅度调制-超声脉冲阵列机制所驱动的声音产生装置14的振膜运动正比于(1/f)，其中f是可听声音的频率，且远小于传统驱动的扬声器驱动机制的振膜运动(其振膜运动正比于(1/f²))。因此，声音产生装置14所需的尺寸/音量明显小于用于产生低频率声音(如f＝20Hz)的传统扬声器。

更进一步地，传统扬声器可以达到的低音频率受限于其线性偏移范围。例如，f_low可表示高音扬声器可在线性偏移范围内达到的最低音频频率。使用脉冲幅度调制-超声脉冲阵列驱动机制时，由于线性偏移和声音频率之间的关系将从传统机制的1/f²变为脉冲幅度调制-超声脉冲阵列驱动机制的1/f，因此由相同高音扬声器所能达到的低音频率可向下扩展f_Pulse/f_low倍数，其中f_Pulse是脉冲幅度调制-超声脉冲阵列脉冲率。以Aurum CantusAST2560为例，其f_low＝1.05KHz并假设ef_Pulse＝38KHz，则所扩展的f_low＝1050/(38/1.05)＝29Hz，这频率在传统驱动方法中可能需要使用一次低音扬声器。

换句话说，通过利用驱动电路12，以脉冲率R_P产生脉冲幅度调制信号，以驱动高音扬声器(treble speaker/tweeter)14，声音产生设备10能够在更宽的可听频率范围内产生声音，而不需使用低音扬声器(bass speaker/woofer)，其中低音扬声器的尺寸/音量远大于高音扬声器14的尺寸/音量。即，可以高声压级产生30Hz以下的声音的声音产生设备10的尺寸/音量可以大大减少。

在本发明中，脉冲率f_Pulse和脉冲率R_P可互换使用表示，脉冲率f_Pulse的单位为赫兹，脉冲率R_P的单位为脉冲每秒(缩写为pps)或赫兹。

图3所示为本发明一实施例的驱动电路32的示意图；驱动电路32包括一脉冲幅度调制模块320且脉冲幅度调制模块320可包括一采样子模块3200及一脉冲整形子模块3202。除此了脉冲幅度调制模块320，驱动电路320也包括一电源放大器324，耦接于脉冲幅度调制模块320并用来输出驱动信号AD_out以驱动声音产生装置14。须注意，上述信号不限于数字或模拟。可以根据需要插入诸如数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)和/或模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)的转换电路。举例来说，信号PAM_out的格式是数字的，则可以在脉冲幅度调制模块320及电源放大器324间插入/耦合数模转换器，为简洁起见这在图3中省略。

采样子模块3200用来获得一输入信号PAM_in中对应于多个采样时刻T_S的多个样本。在数学上，采样子模块3200获得PAM_in[n]＝PAM_in(n·T_S)，其中PAM_in(t)可表示输入信号PAM_in的连续时间函数，而PAM_in[n]表示输入信号PAM_in的离散时间序列。采样子模块3200的采样时刻T_S可等于脉冲周期T_cycle，即T_cycle＝T_S，意即采样子模块3200的一采样率R_S(其中R_S＝1/T_S＝1/T_cycle)与脉冲率相同。因此，采样子模块3200将在第n个脉冲周期内获得一样本PAM_in[n]。在信号AD_in是数字格式的实施例中，输入信号PAM_in可以与声音输入信号AD_in相同。

在一个实施例中，采样子模块3200可以纯粹获得样本PAM_in[n](以下称为“采样操作”)。在图5所示的实施例中，除了获得样本PAM_in[n]之外，采样子模块3200可将多个矩形脉冲施加于样本PAM_in[n](以下称为“保持操作”)，以获得输出信号PAM_out'，其如图4、图5所示。从信号分析的角度来看，采样子模块3200等效于执行输入信号PAM_in与脉冲串IPT(即采样操作)的时域乘法，并以具有矩形脉冲rp(t)的脉冲响应对乘法结果执行时域卷积(即，保持操作)，其如图4、图5所示。具体而言，图5中所示的脉冲串IPT和矩形脉冲rp(t)的卷积可产生图4所示的矩形脉冲序列RPT。在时域表示中，输出信号PAM_out'可以在数学上表示为PAM_out’(t)＝Σ_nPAM_in[n]·rp(t–nT_S)。举例来说，矩形脉冲rp(t)可以表示为，当0≦t≦T_width，rp(t)＝1；当t>T_width或t<0，rp(t)＝0，其中T_width表示一脉冲宽度，即当脉冲(例如，后来的rp(t)或p(t))大于一特定值ε>0时的时间宽度。

在一实施例中，具有矩形脉冲的输出信号PAM_out'可以直接用作输出信号PAM_out或AD_out。然而，矩形脉冲的频率响应(即sinc函数)蒙受大的旁瓣(sidelobe)。

为了进一步抑制由矩形脉冲带来的旁瓣，脉冲整形子模块3202可施加一特定脉冲形状p(t)于样本PAM_in[n]或具有矩形脉冲的输出信号PAM_out'，其中，举例来说，当0≦t≦T_width，特定脉冲形状p(t)可以是非零的，并且当t>T_width或t<0，特定脉冲形状p(t)可以是零。特定脉冲形状p(t)可以相对应/成比例于正弦/余弦窗口、升高的余弦窗口、汉恩(Hann)窗口、汉明(Hamming)窗口、布莱克曼(Blackman)窗口、纳托尔(Nuttall)窗口、布莱克曼纳托尔(Blackman-Nuttall)窗口、布莱克曼哈里斯(Blackman-Harris)窗口、赖夫文森(Rife-Vincent)窗口、高斯窗口、限制/截断高斯窗口、斯萊皮恩(Slepian)窗口、凯泽(Kaiser)窗口等。在一个实施例中，特定脉冲形状p(t)可以具有单位能量。

类似地，在信号分析的角度来看，脉冲整形子模块3202等效于执行输入信号PAM_out'与一单位脉冲序列UPT的时域乘法，其如图4、图5所示，产生PAM_out'(f)和UPT(f)的频域卷积，其中PAM_out'(f)和UPT(f)分别表示输出信号PAM_out'和单位脉冲序列UPT的频率响应。在时域表示中，单位脉冲序列UPT可以在数学上表示为UPT(t)＝Σ_np(t–n·T_S)，而输出信号PAM_out可以在数学上表示为PAM_out(t)＝Σ_nPAM_in[n]·p(t–n·T_S)。

脉冲整形子模块3202可以是数据库的形式以存储特定脉冲形状p(t)的高分辨率变化/值，或者是滤波器的形式以产生特定的脉冲形状p(t)。脉冲整形子模块3202可产生输出信号PAM_out。

图6所示为本发明一实施例的声音产生装置的示意图；图6示出一脉冲频谱P(f)，脉冲形状p(t)的一傅里叶变换。从图6可以看出。在图6中，脉冲频谱P(f)在(1/T_width)的倍数为零，即当f＝(k/T_width)时，P(f)＝0，k为整数。在一个实施例中，脉冲周期T_cycle可选择为脉冲宽度T_width的倍数，即T_cycle＝m·T_width，M为整数，因此脉冲频谱P(f)可以自动消除在f＝(k/T_width)时RPT(f)及/或UPT(f)中存在的混叠。在一个实施例中，m被选择为2，即m＝2，并且RPT/UPT占空因数(duty factor)DF(定义为DF＝(T_width/T_cycle))是1/2。

另外，在上述实施例中述的脉冲形状p(t)是时间对称的，例如，当0≦Δ<T_width/2，p(T_width/2+Δ)＝p(T_width/2-Δ)，但不限于此。因此，在一个实施例中，脉冲形状p(t)可以是时间不对称的，即，当0≦Δ<T_width/2，p(T_width/2+Δ)≠p(T_width/2-Δ)。来自申请号为201910039667.5的专利的灵感，某些时间不对称脉冲形状p(t)可能导致声压级的大幅增加。例如，脉冲形状p(t)可以在脉冲周期的开始时平缓地上升，在脉冲周期的前半部分加速，达到最大水平，并且在脉冲周期要结束时减小到零。具体而言，图7绘示出了各种脉冲形状p(t)，其中曲线701-703可以用作脉冲形状p(t)。另外，可以接受过冲(overshoot)，如脉冲周期结束时的一曲线702b所示。

更进一步地，为了抑制旁瓣现象，脉冲频谱P(f)可以是P(f)＝QSF(f)＝(sin(f)/PL(f))(公式-1)的形式，其中sin(f)是f的正弦函数，PL(f)是f的多项式函数。多项式函数PL(f)在常数项系数可为零(即，f⁰，零次/阶项)并且对于线性项具有系数1(即，f¹，一次/阶项)。多项式函数PL(f)可表示为PL(f)＝f+a₂f²+…+a_pf^p。函数QSF(f)在公式-1可以称为准sinc(quasi-sinc)函数。f接近0，函数QSF(f)将接近sinc函数，即当f→0时QSF(f)→sinc(f)，当f接近无穷大时函数QSF(f)接近0，即当f→∞时QSF(f)→0。sinc函数sinc(f)可以表示为sinc(f)＝sin(f)/f。可以根据实际情况调整系数a₂-a_p。图7所示的曲线702b是准sinc函数QSF(f)的逆傅立叶变换，即p(t)可以是p(t)＝IFT{QSF(f)}的形式，其中IFT{·}表示逆傅立叶变换算子。

如上所述，脉冲整形子模块可以是滤波器的形式，如图8所示。图8所示为本发明一实施例的声音产生设备80的示意图。声音产生设备80包括一脉冲幅度调制模块820及一声音产生装置84。脉冲幅度调制模块820可以是图1中的驱动电路12的实现。脉冲幅度调制模块820包括一采样子模块8200、一脉冲整形滤波器8202、一切换子模块8204及一导通控制信号产生器8206。脉冲幅度调制模块820是耦接于声音产生装置(负载)84，其可以是具有适当宽的高频扩展的传统高音扬声器。在图8中，为简洁起见，省略了数据转换电路(例如数模转换器和/或模数转换器)和缓冲/功率放大器。

采样子模块8200从输入信号PAM_in获得样本PAM_in[n]。每个样本PAM_in[n]包括一幅度信息AMI[n]和一极性信息PRI[n]，分别对应于第n个采样时刻的幅度和极性。

脉冲整形滤波器8202包括一晶体管TR、一电容器C、一电感器L及一低V_TH二极管D。如图8所示并如下面所讨论，脉冲整形滤波器8202的电路拓扑类似于开关电源的电路拓扑，其通过有源元件(例如晶体管TR和二极管D)之间的电流(I)转向相互作用，同时利用低损耗无功元件(例如电感器L和电容器C)作为临时储能器，以实现高效率。

在当前实施例中，晶体管TR是场效应晶体管(field effect transistor，FET)，但不限于此。由导通控制信号V_G控制，晶体管TR被导通以在脉冲周期T_cycle内的导通时段T_G内传导电流。在一个实施例中，导通时段T_G位于脉冲周期T_cycle的开始。在图8中，导通期间T_G的电流的存在表示为I_(t<TG)；导电周期TG之外的电流的存在表示为I_(t>TG)。

图9绘示图8的导通控制信号V_G和电容器C上的一跨压V_C的一曲线930的时序图。晶体管TR在导通期间开启并导通时，时间t满足0<t<T_G，电流I_(t<TG)通过路径860从系统电压V_DD吸引到地端(如图8所示)，且二极管D被其电极上的负偏压关闭。在周期开始时，当时间t接近0时，电容器C开始由电感器L充电，并且由于电感器L的阻抗，电容器C两端的电压V_C将缓慢上升，且当时间t接近0时，流过声音产生装置84的负载840的电流将为低。随着时间t的进行，由于电感器L和电容器C之间的相互作用，电容器C上的跨压VC将以正加速度上升，其如曲线930的一部分931的上升斜率所示。随着电流I_(<TG)逐渐增加，V_C的斜率也增加直到t＝T_G，此时曲线930的斜率接近最大值，如曲线930上的点932所示。

当晶体管TR在t＝T_G截止时，电流I_(t<TG)被强制为0。由于电感器L的电流惯性，当I_(t>TG)通过二极管D到V_DD时，相同量的电流反而将会流过路径862(如图8所示)。电感器跨压V_L将是V_L＝-V_C-V_TH，使得二极管D导通以允许电流I_(>TG)从电感器L通过二极管D流到V_DD。此时，由于V_L的负值，电流I_(t>TG)的大小开始减小。由于电容器C两端的电压V_C受流过电感器L的电流和流过负载840的电流的影响。V_C的斜率将开始减小，如曲线930的一部分932'所示。然后，跨压将达到峰值933。随后，跨压V_C的斜率将变为负，其如部分934所示，并且最后电容器C两端的电压V_C将下降至0V。

最后部分935或936由电感器L、电容器C和负载840之间形成的LRC电路的Q值决定。曲线的尾部可以是临界或像弯曲部分935那样过阻尼(Q<0.707)，或者像弯曲部分936那样具有振铃的欠阻尼(Q>0.707)。

曲线930可以被视为脉冲幅度调制模块820的一种脉冲形状p(t)。通过选择合适的LC分量值，可以利用曲线930的脉冲形状的倾斜/不对称形状来增强声音产生设备80的声压级。

此外，图8的晶体管TR可以用作可编程电导装置，由导通控制信号发生器8206产生的导通控制信号V_G控制。导通控制信号V_G不仅控制晶体管TR何时导通，也控制晶体管TR在导通期间的导电率或电阻，并且这种导电性决定了从V_DD汲取流经路径860(包括C-L-TR)的电流的大小。导通控制信号V_G可以是各种电平幅度或幅度的方波，其中电平幅度与第n个采样时间的采样信号的AMI[n]有关。例如，图9的938绘示了不同电平的V_G(一个脉冲周期的一个电平幅度)控制图8的金属氧化物半导体场效应晶体管TR的电导的三个示例。导通控制信号发生器8206根据幅度信息AMI[n]产生各种电平幅度938的导通控制信号V_G。幅度信息AMI[n]越大，在一个脉冲周期中更大的电平幅度938将导致在导通时段期间从路径860汲取更高的电流并且产生更大幅度的曲线930。

切换子模块8204包括开关SW1和SW2。开关SW1和SW2由极性信息PRI[n]同步控制。当极性信息PRI[n]为正时，切换子模块8204和开关SW1-SW2将切换到一状态使得电容器C的正端(注释为“+”)通过开关SW1耦合到负载84的正端(注释为“+”)且电容器C的负端(注释为“-”)通过开关SW2耦合到负载84的负端(注释为“-”)。当极性信息PRI[n]为负时，开关子模块8204和开关SW1-SW2将切换到另一状态使得电容器C的正端通过开关SW2耦合到负载84的负端，且电容器C的负端通过开关SW1耦合到负载84的正端。

因此，由脉冲幅度调制模块820产生的脉冲的幅度(或绝对值)取决于样本PAM_in[n]的幅度信息AMI[n]，以及由脉冲幅度调制模块820产生的脉冲的极性取决于样本PAM_in[n]的极性信息PRI[n]。脉冲幅度调制模块820的输出信号Vout将是脉冲幅度调制信号。

与脉冲整形子模块3202相比(其可以是数据库的形式以存储特定脉冲形状的高分辨率值的，且可能需要高速数模转换器)，脉冲幅度调制模块820因以类似于开关电源电路的方式使用LC无功元件而可实现高效率。

往回参考图3至图5，输出信号PAM_out'内的脉冲具有平顶，其被视为平顶脉冲幅度调制，但不限于此。天然脉冲幅度调制也可以应用于本发明。平顶脉冲幅度调制和天然脉冲幅度调制在图10中示意性地示出。在天然脉冲幅度调制中，每个调制脉冲(在一输出信号PAM_out”内)的幅度/包络直接正比于脉冲宽度内的调制信号(例如，PAM_in)中对应于所术每个脉冲的那一个。为了实现天然脉冲幅度调制，脉冲幅度调制模块可包含上采样子模块以产生高于脉冲率的一有效采样率。

图11所示为本发明一实施例的驱动电路A2的示意图。驱动电路A2包括一脉冲幅度调制模块A20、一积分-微分模块(ΔΣ模块或sigma-delta模块)A21、一数模转换器A23及一电源放大器A24。脉冲幅度调制模块A20包括一上采样子模块A200及一脉冲整形子模块A202。

在图11中所示的实施例中，上采样子模块A200可包括一采样器A201和一多速率处理电路A203。采样器A201用来普通/源采样速率(例如，R_S＝1/T_S)执行采样操作，并获得(普通)样本PAM_in[n]。在一个实施例中，多速率处理电路A203可包括一抽取滤波器A203_D和插值滤波器A203_I，用来利用采样率RS对多个样本PAM_in[n]分别执行抽取操作和插值操作。使得(脉冲幅度调制模块A20的)一输出信号PAM_out”的等效/结果采样率R_S ^(up)高于普通/源采样率R_S。等效/结果采样率R_S ^(up)可以是采样率RS的M倍，即R_S ^(up)＝M·R_S＝M/T_S，M为整数。在一个实施例中，在第n个脉冲内，上采样子模块A200可获得多个上样本PAM_in[n,m]，其中对于m＝0,1,…,(M’-1)且M'≤M，上样本PAM_in[n,m]可表示为PAM_in[n,m]＝PAM_in(t|t n·T_S+m·(T_S/M))，其中PAM_in(t)是输入信号PAM_in的连续时间函数。在一个实施例中，M’·(T_S/M)的值可以等于脉冲宽度T_width，即M’·(T_S/M)＝T_width。当M'够大时，例如，假设占空因数DF小于1，M'可在16到128的范围，(脉冲幅度调制模块A20)输出信号PAM_out”的波形会看起来像图10中所示的天然脉冲幅度调制。上采样子模块A200的输出信号PAM_out”可以在数学上表示为PAM_out”(t)＝PAM_in(t)·(Σ_nrp(t–nT_S))。须注意，输出信号PAM_out”(在天然脉冲幅度调制中)的每个脉冲24'内的幅度变化将反映相对应的源信号(例如，输入信号PAM_in)。抽取滤波器/操作和插值滤波器/操作的细节在本领域中是已知的，为简洁起见，在此不再叙述。

在一个实施例中，脉冲整形子模块A202可存储特定脉冲形状p(t)的M'个值。对于m＝0,1,…,(M’-1)，脉冲值p[m]可以表示为p[m]＝p(m·(T_S/M))。脉冲整形子模块A202的操作可等效于使用上样本的PAM_in[n，m]和脉冲值p[m]，在时域中将输出信号PAM_out”的脉冲24'乘以特定脉冲形状p(t)。在上采样子模块A200的输出信号PAM_out”上施加脉冲形状后，PAM模块A20的输出信号PAM_out可在数学上以连续时间函数形式表示为PAM_out(t)＝PAM_in(t)·(Σ_nrp(t–nT_S))。须注意，在图11所示的输入信号PAM_in、输出信号PAM_out和PAM_out”实际上实做时可以是数字信号，其在上面的连续时间函数中示例性地示出。

假设图11的脉冲幅度调制模块A20内的信号在数字域中操作，则数模转换器A23必须将数字信号转换为模拟信号。另外，积分-微分模块A21耦接至脉冲整形子模块A202和数模转换器A23之间，用来在整个脉冲宽度T_width(或数字域中的M'个)上重新分配(残余)误差能量，使得(残余)误差能量在整个脉冲宽度T_width(或M'个)上均匀分布。

图12所示为本发明一实施例的积分-微分模块A21的示意图。积分-微分模块A21类似于常规积分-微分模块，其包括减法器SUB1、SUB2、一量化器A210和一延迟元件A212。与常规积分-微分模块不同，积分-微分模块A21还包括一乘法器MP、一多路复用器MX和一控制器A214。

积分-微分模块A21是迭代积分-微分模块。换句话说，积分-微分模块A21可在一个脉冲周期内执行若干次迭代。例如，在第一次迭代(即，i＝1)时，控制器A214可控制多路复用器MX，使得对应于一个脉冲开始时的时刻的(初始)误差Δ_m ⁽¹⁾为0，即，对于m＝0，Δ_m ⁽¹⁾＝0，并且对于m＝1,…,(M’-1)，脉冲的其它时刻的误差Δ_m ⁽¹⁾是Δ_m ⁽¹⁾＝y_m-x_m，其与传统的积分-微分模块相同。对于第二次迭代(即，i＝2)，控制器A214可控制多路复用器MX，使得对应于脉冲开始时的时刻(即Δ₀ ⁽²⁾)的误差Δ_m ⁽²⁾是相关于Δ_M’-1 ⁽¹⁾(此误差对应于第一次迭代的最后一个时刻)。简而言之，控制器A214可控制多路复用器MX，使得第二次迭代的初始误差Δ_m＝0 ⁽²⁾可以是Δ₀ ⁽²⁾＝r·Δ_M’-1 ⁽¹⁾，其中比率r可比1小，如在一个实施例中，比率r可以是0.5，但不限于此。控制器A214也可控制多路复用器MX，使得对于m＝1,…,(M’-1)，Δ_m ⁽²⁾＝y_m-x_m，其与常规积分-微分模块相同。对于之后的迭代(即，i≥3)，控制器A214可控制多路复用器MX，使得一误差Δ₀ ⁽ⁱ⁾相关于Δ_M’-1 ^(i-1)(此误差对应于前一次迭代的最后时刻)，且对于m＝1,…,(M’-1)，Δ_m ⁽ⁱ⁾＝y_m-x_m，这与常规积分-微分模块相同。当Δ_m ⁽ⁱ⁾收敛时或当迭代次数达到预定义数时，迭代操作可结束。然后，积分-微分模块A21将对应于最新迭代的y_m作为积分-微分模块A21的输出y给数模转换器A23。

在迭代积分-微分模块中，误差Δ_m在一开始初始化为0，这引起额外的失配，并且当m接近(M'-1)时会升高Δ_m。在没有迭代积分-微分模块A21的情况下，先前脉冲的残余误差Δ_m将被馈送到电流脉冲中，此为不合理的。利用迭代积分-微分模块A21，(残余)误差Δ_m可以均匀地从m＝0到m＝M'-1重新分配。因此，可以有效地使用数模转换器A23的动态范围或分辨率。

须注意，具有普通采样率R_S的采样子模块3200的输出信号PAM_out'被普通sinc函数的主瓣(mainlobe，对应于普通采样率R_S)在频域的信号频带(即人类可听频带)内被扭曲失真。相比之下，通过上采样子模块A200，其等效采样率达到R_S ^(up)＝M·R_S，频域中sinc函数的主瓣(对应于采样率R_S ^(up))已经被加宽了M倍，并且在信号频带或人类可听频带内变得几乎平坦。因此，如果利用具有上采样子模块A200的脉冲幅度调制模块A20来产生脉冲幅度调制输出信号，则在采样过程期间源信号(如声音输入信号AD_in)将更少失真。

从另一个角度来看，包括脉冲幅度调制模块320的驱动电路32足以用于如AST2560的高质量高音扬声器以产生全频音频声音，其中其频率响应(AST 2560)是平坦达到40KHz。然而，没有多少高音扬声器表现出如此高的频率响应。大多数高音扬声器只能达到25-30KHz的平坦频率。如图13所示，本发明的脉冲幅度调制方法的修改版本可应用于具有较低最大频率响应的高音扬声器。

图13所示为本发明一实施例的一声音产生设备B0的示意图。声音产生设备B0包括一驱动电路B2及一声音产生装置B4。声音产生装置B4可以是现有扬声器，其最大频率略高于最大可听频率，如Dayton ND20FB-4。驱动电路B2包括脉冲幅度调制模块B20一分频模块B22，一电源放大器B24及一求和单元(即加法器)B26。

如图14所示,分频模块B22包括一对匹配的高通滤波器B22_H和低通滤波器B22_L。高通滤波器B22_H和低通滤波器B22_L可具有相同的截止频率f_C。截止频率f_C可处于可听频带的中间。例如，截止频率f_C可以在3KHz到10KHz之间。分频模块B22可接收声音输入信号AD_in。高通滤波器B22_H产生一高通分量HPC(声音输入信号AD_in超过/高于截止频率fC的信号分量)，而低通滤波器B22_L产生一低通分量LPC(声音输入信号AD_in低于/低于截止频率fC的信号分量)。

与声音输入信号AD_in相关的低通分量LPC被馈送到脉冲幅度调制模块B20并且用作脉冲幅度调制模块B20的输入信号PAM_in。脉冲幅度调制模块B20在低通分量LPC上执行脉冲幅度调制以产生脉冲幅度调制信号PAM_out。脉冲幅度调制模块B20可以由PAM模块320,820,A20之一者实现。

加法器B26将脉冲幅度调制信号PAM_out与高通分量HPC相加以产生输出信号ADD_out，即ADD_out＝HPC+PAM_out。根据输出信号ADD_out，功率放大器B24可产生驱动电路B2的输出/驱动信号AD_out，以驱动声音产生装置B4。

换句话说，在驱动电路B2中，声音输入信号AD_in的高通分量HPC直接用于驱动声音产生装置，而低通分量LPC首先被脉冲幅度调制然后用于驱动声音产生装置。驱动电路B2利用高通分量HPC来补偿声音产生装置B4(高音扬声器)最大频率不够高的不足。因此，声音产生设备B0仍然能够产生完整音频范围内的声音。

图15绘示出实验测量的声音产生设备10的输出(在声压级方面)的频率响应。具体地，实线表示实验测量的声音产生设备10以21每秒千脉冲(Kpps)操作的频率响应。采用高音扬声器

RT002A(可供零售给自己动手做爱好者使用)作为声音产生装置14。实验用的输入信号AD_in包括16个正弦信号/等幅波，其频率均匀分布在53Hz至6KHz。须注意，如图15虚线所示意性绘示，当用传统驱动波形驱动时，

RT002A的可用平坦频率响应是2KHz-40KHz。从图15可以看出，通过利用本发明的驱动电路(包括脉冲幅度调制模块)及脉冲幅度调制驱动波形，

RT002A的2KHz-40KHz的频率响应被扩展到在53Hz至6K Hz频率范围内有基本平坦的频率响应。

须注意，当脉冲幅度调制-超声脉冲阵列机制应用于如声音产生设备10中时，通过适当地选择声音产生装置14的弹性常数k，可能具有声音产生装置14的等效最大线性偏移被放大或甚至加倍的效果，这被称为“X_max倍增”效应，其中X_max表示声音产生装置14的最大线性偏移，其与声音产生装置的线圈(或振膜)从其中性位置的位移有关。

通过利用声音产生装置14中存在的弹性支撑机制带来的恢复力Fr来实现“Xmax倍增”效果，其中恢复力Fr可以表示为Fr＝-k·D，其中D表示声音产生装置14的振膜的位移。须注意，恢复力Fr与位移成比例，且如申请号为201910039667.5专利中所讨论，脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生装置的位移与(1/f)成比例，其中f是产生的声音的频率，即Fr∝-D∝(1/f)(公式-Fr)。公式-Fr的净效应是在声音产生装置的声压级输出中产生具有转角/截止频率f_C的高通滤波效果。

高X_max的优点是已知可允许更大的振膜位移以产生更高的输出声压级或将低音扩展到更低的频率。对于给定的X_max，具有较高k的声音产生装置14将导致从中性位置的一特定位移D及一给定脉冲周期t_Pulse具有较高的Fr，且这种较高的Fr将产生较大的恢复位移D_Fr，即，

须注意，由于F_r∝-D，恢复位移D_Fr的方向与位移D的方向相反。也就是说，D_Fr的正负号也与位移D相反。换句话说，较大的恢复位移D_Fr将扩大有效X_max并允许声音产生装置14能够容忍更多脉冲在相同方向上推动而不会饱和。如此一来，对于脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生机制，如果两个声音产生装置具有相同的X_max但是不同的弹性常数k，那么具有更高k的那个可能实际上具有更好的低频扩展和动态范围。

当声音产生装置14的弹性常数k小时，由恢复力Fr引起的HPF_Fr效应可忽略且HPF_Fr的转角频率f_C将非常低。在这种情况下，需要输入信号电平HPF_Sig以防止声音产生装置14移动超过X_max来避免失真急剧上升并防止声音产生装置14被破坏。另一方面，当声音产生装置14的弹性常数k够高时，HPF_Fr的f_C接近HPF_Sig的f_C，则位移D_Fr诱导的Fr的幅度将接近X_max，且可以定义为X_max-D_FR的有效最大线性偏移将接近2·X_max。

在一第一实施方式中，音频系统可对声音输入信号AD_in使用-6dB/倍频程(Octave)高通滤波器，以将音频信号分量的能量降低到高通滤波器(HPF_Sig)的转角频率f_C以下，以防止声音产生装置14进入受限于声音产生装置14的X_max的非线性区域。在声音产生设备10的第二(较优选的)实施方式中，声音产生装置14的弹性常数k有意地调整，使得声音产生装置的k诱导的HPF_Fr效应的转角频率f_C等于先前(第一)实施方式中使用HPF_Sig过滤声音输入信号AD_in中相同的f_C，其防止声音产生装置进入受限于声音产生装置14的X_max的非线性区域。在这种情况下，“X_max倍增”效应将在设备10的第二实施方式中发生，但不会在第一实施方式中发生。须注意，在第一实施方式中，HPF_Sig被施加于输入信号，而在较优选的第二实施方式中，HPF_Fr将在未滤波的驱动信号被施加到声音产生装置14时生效。

“X_max倍增”效应将允许所得到的脉冲幅度调制-超声脉冲阵列驱动的声音产生装置(如声音产生设备10)增强功率处理能力。例如，当“X_max倍增”效应发生时，声音产生设备10可以在声压级中获得6dB，同时保持相同的f_-3dB。或者，声音产生设备10可将-3dB频率f_-3dB减小一半并延长低音操作频率范围，同时保持相同的声压级。

在一个实施例中，声音产生装置14可以是微机电系统(micro-electrical-mechanical-system，MEMS)装置而非使用高音扬声器。

具体而言，微机电系统声音产生装置14可是“基于位置的”声音产生装置，其在在驱动电压/信号施加到其中的致动器的电极时，致动器可变形，例如，施加在跨过其顶部电极和底部电极，使得致动器的变形将导致其振膜变形，从而到达特定位置，其中振膜的特定位置由施加到致动器的电极的驱动电压/信号决定。此外，振膜的特定位置正比于施加到致动器的电极的驱动电压/信号。

对于压电(piezoelectric)效应致动的致动器，振膜的位置由致动器变形多少来决定，其相关于压电材料的介电常数d₃₁和施加跨过顶部及底部电极的驱动电压/信号的乘积，如图17中所示的电极C21和C23。

对于声音产生装置14是“基于位置”的声音产生装置(如一压电力致动微机电系统装置)的情况，电极142将驱动致动器，该致动器层叠在振膜140上，以使振膜140根据驱动信号AD_out移动到特定位置。如果振膜运动的反应时间明显短于一脉冲周期时间，则在多个脉冲周期内振膜140的这种运动将以空气脉冲率产生多个空气脉冲，空气脉冲率是脉冲周期时间(如T_cycle)的倒数，其中空气脉冲率高于最大人类可听频率。由声音产生装置14产生的所述多个空气脉冲将各自具有非零声压级偏移，每个空气脉冲的幅度及其非零偏移正比于以所述空气脉冲率采样的输入信号的幅度，且与多个空气脉冲相关联的声压级在多个脉冲周期上可以是非周期性的。

作为微机电系统装置的声音产生装置14及其相对应的驱动电路的细节描述如下。图16所示为本发明一实施例的一声音产生装置C4的俯视图。图17所示为本发明一实施例的一声音产生装置C4的剖面图。在此实施例中，声音产生装置C4可为锆钛酸铅(PbZr_(x)Ti_(1-x)O₃或PZT)致动的微机电系统装置，其可以由绝缘体上硅(silicon on insulator，SOI)晶片(如具有厚度为3～6μm的硅及厚度为1～2μm的PZT层)所制造。

在图16及图17所示的实施例中，声音产生装置C4可包括多个单元C2(其也可注释/标记为D0～D5和A)，一选择性的前面板C11、一选择性的后面板C13。如图17所示，每个单元C2包括一振膜层C25、包括一压电层C22的一致动器层C22，层叠在压电层C22顶部的一顶部电极层C21，以及夹在压电层C22和振膜层C25之间的一底部电极层C23。压电单元振膜致动器C22和单元电极C21、C23可以通过诸如物理气相沉积(Physical Vapor Deposition，PVD)或化学气相沉积(Chemical Vapor Deposition，CVD)溅射或溶胶-凝胶旋涂的方法设置在单元振膜C25上，但不限于此。在电极C21和C23之间施加一单元驱动电压V_D，以引起压电层C22的变形。当在其线性范围内工作时，执行器C22的变形可以表示为ΔD∝ΔV_D·d₃₁，其中ΔD是变形量，ΔV_D_D是施加电压的变化，d31是压电材料的介电常数。通过图17的分层结构，致动器C22的变形将导致单元振膜C25变形并导致其表面向上或向下移动。

在针对高音频分辨率优化的实施例中，施加到单元D0～D5的单元驱动电压V_D(具体地称为单元驱动电压V_D,D0～V_D,D5)可以具有大约|V_D,D0|:|V_D,D1|:|V_D,D2|:|V_D,D3|:2·|V_D,D4|:2·|V_D,D5|≈2⁰:2¹:2²:2³:2⁴:2⁵(公式-2)的关系，使得产生的单元D0～D5的声压级有SPL_D0:SPL_D1:SPL_D2:SPL_D3:SPL_D4:SPL_D5＝2⁰:2¹:2²:2³:2⁴:2⁵(公式-3)的关系。

在针对高输出声压级优化的另一实施例中，单元驱动电压V_D,D0～V_D,D5可具有相同的值，即|V_D,D0|＝|V_D,D1|＝|V_D,D2|＝|V_D,D3|＝|V_D,D4|＝|V_D,D5|，使得每个单元C2产生的声压级等于1/2·SPL_D5，其中SPL_D5是前一示例/实施例标记为D5的单元产生的声压级。

在一个实施例中，施加到单元D0～D5的单元驱动电压V_D可以是开关模式信号(即二元信号)其在一高电压V_max-DQ和一低电压V_min-DQ之间切换，编号Q的范围从0到5且V_max-DQ–V_min-DQ＝V_D,DQ。施加到单元A的单元驱动电压V_D可以是由数模转换器产生的多电平信号，其具有任何2^R电压电平均匀地分布于V_min-A到V_max-A，其中R是数模转换器的每采样位分辨率，且V_max-A-V_min-A＝V_D,A。

压电致动声音产生装置C4是“基于位置”的声音产生装置的示例，其中压电致动器C22在对(顶部和底部)单元电极C21和C23两端施加电压下变形，这种变形又导致硅单元振膜C25的变形，使得硅振膜的位置也发生变化。对于基于位置的声音产生装置根据脉冲幅度调制-超声脉冲阵列机制操作，振膜C25的振膜运动响应时间常数t_R应显着短于空气脉冲周期时间T_cycle，即t_R＜＜T_cycle(公式-4)。当满足公式-4的条件时，通过振膜C25的运动在空气脉冲周期i内产生的声压级SPL_i可表示为

其中a_Mbrn是当产生与特定空气脉冲周期i相关的空气脉冲时振膜C25的加速度，ΔP_i是振膜C25的运动(即位置差)，ΔV_Di是对应于一特定空气脉冲i的脉冲周期T_cycle期间的驱动电压的变化。具体地，ΔP_i表示振膜C25从第(i-1)个脉冲周期到第i个脉冲周期的位置差，即ΔP(i)＝P(i)-P(i-1)，ΔV_Di表示从第(i-1)个脉冲周期到第i个脉冲周期的驱动电压差，即ΔV_D(i)＝V_D(i)-V_D(i-1)。

从公式-5可知，在致动器C22的线性范围内，由声音产生装置C4产生的气压脉冲i的SPL_i仅取决于(或成比例地)在脉冲周期T_cycle期间振膜C25的位置变化ΔP_i或者在脉冲周期T_cycle期间施加到电极C21和C23的驱动电压差ΔV_Di，且此SPL_i独立于振膜C25的初始/绝对位置或在气压脉冲周期i开始时施加到电极C21和C23的一初始/绝对电压。

换句话说，在每个脉冲周期期间，本发明的基于位置的脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生装置的操作可以概括为S(i)∝SPL_i∝ΔP∝ΔV_D(i)，其中ΔV_D(i)表示时刻i的驱动电压V_D(i)与时刻(i-1)的驱动电压V_D(i-1)的电压差，即ΔV_D(i)＝V_D(i)-V_D(i-1)，S(i)表示在时间i的(采样)音频源信号，而SPL_i表示与S(i)对应的声压级。

在一个实施例中，声音产生装置C4可以包括N_cell个脉冲产生单元C2，其中一些单元C2由开关模式信号(即二元信号)驱动，而其他单元C2由多电平信号驱动，即M-ary信号，公式-5中的位移ΔP将对应于在一个脉冲周期期间由所有N_cell单元产生的位移的总和，即

而ΔV_D将对应于适合产生这种ΔP的驱动电压(对于每个单元可不同)的集合。

图18所示为本发明一实施例的一声音输入信号S(t)和一驱动电压V_D(t)的波形的示意图。举例来说，声音输入信号S(t)在采样时刻t₀-t₉具有样本S(t₀)-S(t₉)，驱动电压V_D(t)在采样时刻t₀-t₈具有瞬时值V_D(t₀)-V_D(t₈)，其中V_D(t_i)＝V_D(t_i-1)+ΔV_D(t_i)且ΔV_D(t_i)＝k·S(i)，k为常数。意即，在时间t_n的驱动电压V_D(t_n)对某个初始时间t₀，可表示为

图19所示为本发明一实施例的一声音产生设备E0的示意图。声音产生设备E0包括一驱动电路E2和声音产生装置C4。驱动电路E2接收声音输入信号S，并用来产生包括用于声音产生装置C4内的单元D0～D5和A的单元驱动电压V_D,D0-V_D,D5及V_D,A的驱动信号AD_out。驱动电路E2可以包括一采样模块E20、一求和模块E22和一转换模块E24。

采样模块E20用来在采样时刻t₀-t_N获得样本S(t₀)-S(t_N)(在图19中缩写为S(t_n))，采样时刻t₀-t_N可符合采样率R_S＝1/T_S。

求和模块E22用来根据样本S(t₀)-S(t_N)，获得对应于采样时刻t₀-t_N的基于位置的声音产生装置的驱动电压V_D(t₀)-V_D(t_N)(在图19中缩写为V_D(t_n))。在一个实施例中，求和模块E22可以执行上述所示公式-6以获得驱动电压V_D(t_n)，但不限于此。

须注意，通常希望滤除超低频分量(例如低于30Hz)以防止声音产生装置14进入饱和状态。须进一步注意，求和模块E22具有6dB/倍频程的频率响持续向0Hz上升。在一个实施例中，具有f_C＝30Hz的6dB/倍频程超低频滤波器和求和模块E22的效果可以通过具有f_C＝30Hz的单个6dB/倍频程低通滤波器来实现。本实施例所示的数字信号处理步骤的变化为训练有素的数字信号处理工程师所熟知，且应视为本发明的一部分。

转换模块E24用于根据驱动电压V_D(t_n)产生单元驱动电压V_D,D0-V_D,D5,V_D,DX及V_D,A。基于公式-2和公式-3，转换模块E24的操作类似于模数转换器或量化器，其中单元D5～D0的单元驱动电压V_D,D5～V_D,D0可视为对应于最高有效位(most significant bits，MSB)的值，且单元A的驱动电压V_D,A可视为对应于/相似最低有效位(least significant bits，LSB)的值。

用图16的单元结构在声压级优化机制驱动为例，让对应于单元{D5,D4,D3,D2,D1,A}的驱动电压{V_D,5,V_D,4,V_D,3,V_D,2,V_D,1,V_D,0,V_D,A}在脉冲周期i中具有

的值且这些值在脉冲周期i+1变为

并产生spl_i的声压级值做为结果。然后，根据本发明的方法，也可以通过{V_D,5,V_D,4,V_D,3,V_D,2,V_D,1,V_D,0,V_D,A}转换产生相同的spl_i，如从

到

或从

到

或从

到

等。

图20所示为本发明一实施例的一声音产生设备F0的示意图。将图16所示的单元结构驱动于一分辨率优化机制作为示例，声音产生设备F0可包括一采样和映射模块F2、一多级驱动器F4、一对应于D5～D0的开关模式驱动器F6和声音产生装置C4。多级驱动器F4可为14每采样位(bit-per-sample，bps)的数模转换器。声音产生设备F0的总体每位分辨率是14bps(通过F4)加6bps(通过F6)，其将是20bps。换句话说，可以表示于F0的值是0～0xfffff(十六进制)，且根据上述公式-6产生的驱动电压V_D(t_n)通过采样和映射块F2映射到F0的值域。

开关模式驱动器F6耦合到驱动电压V_D(t_n)的5个最高有效位(most-significant-bits，MSB)，且产生用于声音产生装置C4中单元D0～D5的单元驱动电压V_D,D0-V_D,D5。数模转换器模块F4耦合到驱动电压V_D(t_n)的低有效位(less-significant-bits，LSB)，以产生声音产生装置C4内的单元A的单元驱动电压V_D,A。

如在申请号为201910039667.5的专利中所讨论，在超声脉冲阵列-脉冲幅度调制声音产生机制中，给定平坦输出声压级频率响应，振膜的位移D对频率f具有D∝(1/f)的关系，这意味着音频f越低位移D越大。此外，振膜的位移D受到声音产生装置的可用偏移范围的限制。例如，在与上述图20相关的示例中，图16的九个C2单元的偏移范围对应于设备F0的值域0～0xfffff(十六进制)。

为了防止声音产生装置被限幅(clipping)，即由于振膜位移的饱和引起的失真，可能需要适当的高通滤波/滤波器(high pass filtering/filter，HPF)。

图21绘示等响度(0Phons、10Phons、20Phons、…、100Phons)的轮廓和表示未限幅声压级极限和相应声压级的线。直线G01是根据本发明且同时保证非限幅操作，基于位置的微机电系统声音产生装置的特定实施例的声压级极限的示例。虚线G02-G04表示3个不同的声压级(90dB、80dB、70dB)，其保持平坦频率响应。线G02表示在截止频率f_C＝1KHz以上平坦频率响应的声压级为90dB；线G03表示在截止频率f_C＝316Hz以上平坦频率响应的声压级为80dB；线G04表示高于截止频率100Hz的平坦频率响应的声压级为70dB。如图21所示，对于根据本发明操作的微机电系统声音产生装置，在截止频率与高于截止频率的平坦频率响应的声压级之间需要取舍。选择这些截止频率中的任何一个及其对应的高通滤波的非限幅声压级极限曲线G02～G04(以防止削波)，将涉及牺牲平坦响应声压级或截止频率f_C。另外，具有固定衰减斜率(例向低频有-6dB/倍频程)和转角频率f_C的这种高通滤波，设计为基于最坏情况的音频源输入情况来保证非限幅操作，这导致在大多数情况下的过度滤波。无论整个音频信号是否会导致实际限幅，声音输入信号的低频分量将被这种高通滤波滤除。

为了克服上述缺陷，图1的驱动电路12可包括一平坦响应最大化模块(如图22的H20)，以实现最大平坦(即尽可能接近平坦)频率响应。通过基于输入数据的实时交互与微机电系统声音产生装置的操作，最大平坦的频率响应可自适应地调整信号处理链/参数来实现。

图22所示为本发明一实施例的一驱动电路H2的示意图。驱动电路H2类似于驱动电路E2，因此，相同的部件用相同的符号表示。与驱动电路E2不同处在于，驱动电路H2还包括一平坦响应最大化模块H20，其耦合在采样模块E20和求和模块E22之间。平坦响应最大化模块H20接收声音输入信号S(t)的多个样本S(t_n)，并根据多个样本S(t_n)产生多个处理后样本S(t_n)^(P)。

图23所示为本发明一实施例的平坦响应最大化模块H20的示意图。平坦响应最大化模块H20包括一第一滤波器H200、一混合子模块H202和一控制单元H204。

耦合到一第一节点N的第一滤波器H200可为高通滤波，用来对样本S(t_n)执行第一高通滤波操作并根据样品S(t_n)产生多个滤波后样本S(t_n)^(F)。第一高通滤波操作可对应于一第一截止频率f_c1且在截止频率f_c1下大约以-6dB/倍频程下降。截止频率f_c1(如1KHz)可如图21中G01和G02之间的交叉点所示。

混合子模块H202包括耦合到第一滤波器H200的一第一输入端和耦合到第一节点N的一第二输入端。混合子模块H202用来执行样本S(t_n)和滤波后样本S(t_n)^(F)的线性组合(即混合操作)S(tn)，根据比率系数a(其中0≤a≤1)，使得混合子模块H202的一输出端输出处理后样本S(t_n)^(P)为S(t_n)^(P)＝a·S(t_n)+(1-a)·S(t_n)^(F)。混合子模块H202可简单地通过两个乘法器来实现a·S(t_n)及(1-a)·S(t_n)^(F)的操作以及一个加法器来实现a·S(t_n)+(1-a)·S(t_n)^(F)的操作。为了最小化由混合子模块H202的输入间的相移引起的异常，滤波器H200可用0相有限脉冲响应(Finite impulse response，FIR)技术实现。

耦合到混合子模块H202的控制单元H204用来计算比率系数a。控制单元H204可由微控制器(Microcontroller，MCU)、专用集成电路(Application-Specific IntegratedCircuit，ASIC)、数字信号处理器(Digital signal processor，DSP)或其他计算设备实现，但不限于此。在一个实施例中，控制单元H204可以耦合到求和模块E22的输出端，以判断驱动电压V_D是否将要被声音产生装置C4限幅。如果控制单元H204判断驱动电压V_D即将被限幅，则控制单元H204将比率系数a调低，这意味着防限幅操作(由第一滤波器H200完成)在处理后样本S(t_n)^(P)内变得更加显着。如果控制单元H204判断驱动电压V_D离限幅很远，则控制单元H204将比率系数a调高，这意味着未处理的(原始)样本S(t_n)在处理后样本S(t_n)^(P)内变得更显着。在一个实施例中，第一截止频率f_c1也可以由控制单元H204决定。

图24所示为本发明一实施例的平坦响应最大化模块I20的示意图。平坦响应最大化模块I20类似于平坦响应最大化模块H20，因此，相同的组件由相同的符号表示。与平坦响应最大化模块H20不同在于，平坦响应最大化模块I20还包括一整形子模块I22和一第二滤波器I24。

整形子模块I22是一低音频动态范围整形器，其用来重塑/压缩样本S(t_n)(或在第一节点N的第一信号SN)的低音频分量的一动态范围并产生多个整形样本S(t_n)^(R)。如图25所示，在一个实施例中，整形子模块I22包括一低频升压部分I220、一压缩部分I222和一低频等化部分I224。低频升压部分I220耦接至第一节点N，用于在第一节点N处升压或放大第一信号S_N的低频分量(第一信号S_N低于特定频率f_CL的分量)，或等效地对第一信号S_N执行低频升压(low-frequency boosting)操作并产生一低频升压信号S_LFB。压缩部分I222用于压缩低频升压信号S_LFB，以产生一压缩信号S_C。输入输出关系绘示在图25中的块I222内部。当低频升压信号S_LFB小时(如小于一特定值)，压缩部分I222输出S_C＝S_LFB做为压缩信号S_C。当低频升压信号S_LFB大于特定值，压缩部分I222输出S_C<S_LFB做为压缩信号S_C，且压缩程度ΔS＝|S_C-S_LFB|随着低频升压信号S_LFB的增加而增加。低频等化部分I224用于等化低频提升部分I220对第一信号SN执行的低频提升操作，即执行低频等化(low-frequency equalizing)操作。在低频提升操作和低频等化操作都且仅应用于任何信号，结果将等于原始信号。低频等化部分I224最终产生整形样本S(t_n)^(R)。在这种情况下，混合子模块H202执行整形样本S(t_n)^(R)和滤波样本S(t_n)^(F)的线性组合(即混合操作)，并输出S(t_n)^(P)＝a·S(t_n)^(R)+(1-a)·S(t_n)^(F)做为处理后样本S(t_n)^(P)。另外，频率f_CL和压缩程度ΔS可以由控制单元H204控制。

第二滤波器I24也可以是高通滤波，用来对样本S(t_n)执行第二高通滤波操作。第二高通滤波操作可对应于第二截止频率f_c2并截止频率f_c2以下具有大约-48dB/倍频程到-64dB/倍频程的高截止率。截止频率f_c2可基于所考虑的声音产生装置所产生的最大Phons来选择(如，图21中直线G01与20Phons或30Phons的曲线的交点，其落在50Hz和65Hz)，以去除低于截止频率f_c2的频率分量。如图21中的等响度曲线所示，这些信号分量不能以足够高的响度再现以被人类听觉感知，但是在微机电系统声音产生装置C4的操作期间可能导致振膜C25的显着位移。通过滤除低于f_c2的频率分量，由这种信号引起的振膜C25的位移将被保存并在人类听觉具有更高灵敏度的频率范围中被利用。截止频率f_c2也可以由控制单元H204控制。

有许多方法来实现图23和图24的信号处理链。作为示例，但不限于此，求和模块E22可以与第一滤波器H200组合，并且通过具有截止频率f_c1的低通滤波器(low pass filter，LPF)替换H200+E22的功能。在所述重新排列的信号处理机制中，处理后样本S(t_n)^(P)可以直接从混合子模块H202输出到转换模块E24。

在图23和/或图24的实施例中，控制单元H204可以采用一先行缓冲器来累积Z对{S(t_n),S(t_n)^(F)}样本，其中Z与所需用来产生块I202的截止频率f_C2的系数a的可靠估计的{S(t_n),S(t_n)^(F)}的样本数量相关。然后，控制单元H204可以根据这些Z对缓冲的{S(t_n),S(t_n)^(F)}样本同时满足非限幅标准，计算最大系数a。

在一个实施例中，图16中的9个单元不是被视为7个驱动节点(D5～D0，A)，这9个单元可并联连接并且作为单个多电平电压如V_D,A驱动。在这种情况下，9个单元并联连接并作为单个多电平电压驱动的实施例，图19的E24和C0之间的接口被简化为一个信号V_D,A，图20的块F6可以是非必要的，且所有单元都可以由V_D,A驱动，其来自块F4的多级输出且并基于公式-4的原理驱动。换句话说，这实现方式纯粹基于公式-5原理中的部分(fractional)位移SPL∝ΔP∝ΔV_D。

在本实施例中，为了实现相同水平的声压级分辨率，需要增加图20的数模转换器分辨率，需要将一18位数模转换器用于块F4以实现与如前面的实施例中所讨论F0具有相同高的18位采样总分辨率。另外，由于图16中具有C4的所有单元被连接成一个驱动节点，所以将C4分成9个单独单元不再用于提高分辨率的目的，且可进行不同的配置只要公式-4响应时间的要求可以满足。

这种完全基于公式-5的实现的一个优点是避免切换噪声，其指从数模转换器调制的A单元到开关模式控制的D0～D5单元的转换，此D0～D5之间的转换如先前给出的一个示例中所示。

本实施例的另一个优点是将图19中E2和C0之间的线束从7个信号减少到1个。如果驱动器E2和声音产生装置C0不能集成到一个模块中或不能彼此相邻，则这种简化可能成为关键要素。另一方面，基于7个驱动节点D5～D0+A的实现，具有以较便宜的数模转换器实现的优点，因为18bps数模转换器的成本将远高于14bps数模转换器的成本。

其他单元分组，如将单元A做为一个多电平电压驱动单元驱动，及将图16中剩余的另外八个C2作为一个大型多电平驱动单元驱动；或者，开关模式驱动单元和多级驱动单元的其他组合都是本发明的可能配置。

此外，平坦响应最大化模块I20/H20不限于应用于基于位置的声音产生装置的驱动电路中，模块I20/H20也可应用于基于力的声音产生装置的驱动电路中。

更进一步地，类似于图3的3202的脉冲整形模块可以应用于图18中的ΔV_Di转换的产生。例如，如从申请号为201910039667.5专利的波形中一者的脉冲形状，可以一数据库存储M*个子步骤的数据样本来实现，其中M*可以在10到50之间，并且这些M*个子步骤乘以ΔV_Di，以用M*倍脉冲率产生M*子步骤，使得图18中的每个ΔV_Di转换(而不是一个步骤)将在M*个子步骤中执行，并且波形不会是一阶梯函数，而是来自申请号为201910039667.5专利的波形中一者，但不限于此。

因此，包括声音产生装置C4的声音产生设备E0可以一空气脉冲率产生多个气压脉冲，其中气压脉冲率显着高于一最大人类可听频率，且多个气压脉冲根据声音输入信号S进行脉冲幅度调制，其与申请号为201910039667.5专利实现相同的效果。与申请号为201910039667.5专利所讨论的实施例相比，本发明并非依靠阀来控制泵送元件单元的操作所产生的空气脉冲的方向，而是展示两种不同的方法(基于力的方法和基于位置的方法)产生部分振膜位移。两种方法都可以产生申请号为201910039667.5专利中讨论的脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生机制所需的多个气压脉冲，而不依赖于阀的使用。

往回参考图15，可看出在21Kpps脉冲率附近出现一强混叠(aliasing)分量。21KHz附近的混叠分量可落入或接近人类可听频带，这是不希望有的。

绕过混叠问题的理想解决方案是增加脉冲率。例如声音产生装置14可以42Kpps的脉冲速率操作。然而，并非所有高音扬声器都能承受如此高的频率脉冲。

或者，在一个实施例中，声音产生设备10的声音产生装置14可以产生多个空气脉冲阵列PA₁-PA_M。每个空气脉冲阵列PA_m具有原始空气脉冲率R_OP如21Kpps。空气脉冲阵列PA₁-PA_M相互交错，使得由多个空气脉冲阵列PA₁-PA_M形成的总脉冲率是M·R_OP。

说明性地，对于M＝2的实施例，图26绘示空气脉冲阵列PA₁和PA₂的波形。空气脉冲阵列PA₁和空气脉冲阵列PA₂中的每一个具有空气脉冲率R_OP，意即空气脉冲阵列PA₁的第一峰值与空气脉冲阵列PA₂的两个连续峰值之间的中点对齐。空气脉冲阵列PA₁和空气脉冲阵列PA₂在时间上相互交错，使得空气脉冲阵列PA₁和空气脉冲阵列PA₂的聚合将具有2·R_P的脉冲率如42Kpps。然后，混叠分量将移向42KHz，远远超出人类可听频带。

图27所示为本发明一实施例的一声音产生设备J0的示意图。声音产生设备J0包括一驱动电路J2和一声音产生装置J4。

驱动电路J2包括多个驱动子电路J2_1-J2_M。驱动子电路J2_1-J2_M中每个可以由驱动电路32、A2、B2、E2中的一个及脉冲幅度调制模块820实现，这意味着驱动子电路J2_m-J2_M中的每个驱动子电路将具有与驱动电路32、A2、B2、E2中的一个及脉冲幅度调制模块820相同或相似的电路结构。驱动子电路J2_1-J2_M产生/输出多个驱动子信号AD_out_1-AD_out_M。每个驱动子信号AD_out_m可具有与由驱动电路32、A2、B2、E2产生的驱动信号AD_out相同或相似的特性。

声音产生装置J4包括多个振膜J40_1-J40_M和分别连接到多个振膜J40_1-J40_M的多个电极J42_1-J42_M。多个电极J42_1-J42_M接收驱动子信号AD_out_1-AD_out_M，以分别驱动多个振膜J40_1-J40_M，进而产生多个空气脉冲阵列PA₁-PA_M。

此外，驱动电路J2还可包括一交错控制电路J22。交错控制电路J22耦接于多个驱动子电路J2_1-J2_M，并用以控制多个驱动子电路J2_1-J2_M，使得多个驱动子信号所产生的多个空气脉冲阵列PA₁-PA_M在时间上相互交错。例如，交错控制电路J22可控制驱动子电路J2_1-J2_M内的采样模块、上采样子模块或脉冲整形子模块，使得多个驱动子信号AD_out_1～AD_out_M所驱动的多个空气脉冲阵列PA₁-PA_M在时间上相互交错。优选地，交错控制电路J22可以控制驱动子电路J2_1-J2_M，使得空气脉冲阵列PA_m及PA_m+1在时间上隔(T_cycle/M)相互交错。

从另一角度来说，振膜J40_m和电极J42_m可形成一声音产生子装置J4_m，且声音产生装置J4可被视为包括多个声音产生子装置J4_1-J4_M。在一个实施例中，声音产生子装置J4_m可以是独立的高音扬声器。声音产生子装置J4_1-J4_M可以紧密地配置，或者分布配置在房间或空间上/中。

在一个实施例中，声音产生子装置J4_m也可以由微机电系统声音产生装置C4实现。对于由微机电系统声音产生装置C4实现的声音产生子装置J4_m的情况，声音产生子设备J4_m与相应的驱动子电路J2_m之间的相互作用，与驱动电路E2与声音产生装置C4之间的相互作用相同或相似，为简洁起见，在此不再叙述。

图28所示为本发明一实施例的一声音产生装置K4的示意图。声音产生装置K4类似于现有扬声器CMS-16093-078X-67。耦合到声音产生装置K4的驱动电路可为上述驱动电路32,A2及B2中一者。声音产生装置K4包括一振膜K40，用来根据脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生机制振动并产生多个气压脉冲。另外，声音产生装置K4还包括波导组件K44_1和K44_2。波导组件K44_1和K44_2形成路径K46_1和K46_2。气压脉冲通过路径K46_1以产生如空气脉冲阵列PA₁，且通过路径K46_2以产生空气脉冲阵列PA₂。

适当地设计路径K46_1和K46_2的长度，使得空气脉冲阵列PA₁和PA₂相互交错。例如，假设CMS-16093-078X-67的长度为16mm，且21KHz脉冲率的波长为16.3mm。可以设计路径K46_1和K46_2的长度，使得路径K46_1和K46_2之间的长度差值大约为8.16mm，使得得到的空气脉冲阵列PA₁和PA₂交错。

总而言之，在本案中，脉冲幅度调制-超声脉冲阵列驱动机制用于驱动基于力的声音产生装置和基于位置的声音产生装置。此外，本案提供脉冲交织方案以增加总脉冲率。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种声音产生设备，其特征在于，包括：

一驱动电路，用来根据一声音输入信号产生一驱动信号，其中所述驱动信号包括一脉冲幅度调制信号或藉由对所述声音输入信号进行一求和操作所产生；以及

一声音产生装置，由所述驱动信号驱动以产生多个空气脉冲阵列，所述多个空气脉冲阵列相互交错；

其中，所述声音产生装置包括一振膜，所述振膜产生多个空气脉冲阵列中的一第一空气脉冲阵列，所述第一空气脉冲阵列具有脉冲幅度调制波形；

其中，由所述多个空气脉冲阵列形成的一总空气脉冲率高于一最大人类可听频率；

其中，所述多个空气脉冲阵列在声压级方面产生一非零偏移，且所述非零偏移是相对于一零声压级的一偏差。

2.如权利要求1所述的声音产生设备，其特征在于，一第一空气脉冲阵列内的多个空气脉冲在多个脉冲周期内是非周期性的。

3.如权利要求1所述的声音产生设备，其特征在于，所述驱动电路包括：

多个驱动子电路，用来根据所述声音输入信号产生多个驱动子信号；

其中，由一第一驱动子电路所产生的一第一驱动子信号驱动所述声音产生装置以产生所述一第一空气脉冲阵列。

4.如权利要求3所述的声音产生设备，其特征在于，所述驱动电路包括：

一交错控制电路，耦接至所述多个驱动子电路，用来控制所述多个驱动子电路，使得所述多个驱动子信号所驱动的所述多个空气脉冲阵列相互交错。

5.如权利要求3所述的声音产生设备，其特征在于，所述第一驱动子电路包括一脉冲幅度调制模块，所述第一驱动子信号包括根据所述声音输入信号所产生的所述脉冲幅度调制信号，所述脉冲幅度调制信号包括在一脉冲率的多个脉冲，所述多个脉冲中的两个连续脉冲在时间上彼此隔开以形成一脉冲周期，所述脉冲率是所述脉冲周期的一倒数，且所述脉冲率大于所述最大人类可听频率。

6.如权利要求3所述的声音产生设备，其特征在于，所述声音产生装置包括：

多个振膜；以及

多个电极，连接至所述多个振膜，用来接收多个驱动子信号；

其中，多个振膜振动以产生所述多个空气脉冲阵列。

7.根据权利要求3所述的声音产生设备，其特征在于，所述声音产生装置包括多个声音产生子装置，一第一声音产生子装置包括多个单元，且所述多个单元包括多个单元振膜、多个单元振膜致动器以及多个单元电极。

8.如权利要求7所述的声音产生设备，其特征在于，所述第一驱动子电路包括：

一采样模块，用来接收所述声音输入信号，用来在多个采样时刻获得所述声音输入信号的多个样本；

一求和模块，耦接于采样模块并用来根据所述多个样本进行所述一求和操作，以产生一驱动电压；以及

一转换模块，用来根据所述驱动电压产生多个单元驱动电压；

其中，所述多个单元驱动电压被施加到所述声音产生子装置的所述多个单元电极。

9.如权利要求1所述的声音产生设备，其特征在于，所述声音产生装置包括：

一振膜，用来振动并产生一空气振动；以及

多个波导元件，用来形成具有多个路径长度的多个路径；

其中，所述空气振动通过所述多个路径，使得所述多个空气脉冲阵列被产生。

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