CN111064368A - 变频控制方法、装置、存储介质及半双桥式谐振变换器 - Google Patents

变频控制方法、装置、存储介质及半双桥式谐振变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种变频控制方法、装置、存储介质及半双桥式谐振变换器，该方法包括：获取半双桥式谐振变换器的电压增益；确定半双桥式谐振变换器的电压增益是否小于设定值；若半双桥式谐振变换器的电压增益小于设定值，则执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以实现对半双桥式谐振变换器的全负载范围的软开关控制。本发明的方案，可以解决LCC谐振DC‑DC变换器的工作范围较小而不能实现全负载的软开关控制的问题，达到能够实现全负载的软开关控制的效果。

Description

变频控制方法、装置、存储介质及半双桥式谐振变换器
技术领域
本发明属于电源控制技术领域，具体涉及一种变频控制方法、装置、存储介质及半双桥式谐振变换器，尤其涉及尤其涉及一种基于半双桥式LC谐振DC-DC变换器的变频调速和移相控制相结合的变频控制方法、装置、存储介质及半双桥式谐振变换器(如半双桥式的LC谐振DC-DC变换器)。
背景技术
一些LCC谐振DC-DC变换器，采用移相控制策略，工作范围较小，不能实现全负载的软开关控制。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的目的在于，针对上述缺陷，提供一种变频控制方法、装置、存储介质及半双桥式谐振变换器，以解决LCC谐振DC-DC变换器的工作范围较小而不能实现全负载的软开关控制的问题，达到能够实现全负载的软开关控制的效果。
本发明提供一种变频控制方法，包括：获取半双桥式谐振变换器的电压增益；确定半双桥式谐振变换器的电压增益是否小于设定值；若半双桥式谐振变换器的电压增益小于设定值，则执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以实现对半双桥式谐振变换器的全负载范围的软开关控制。
可选地，还包括：若半双桥式谐振变换器的电压增益大于或等于设定值，则对半双桥式谐振变换器的输出电压和/或输入电压进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的电压增益。
可选地，执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，包括：获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角；确定相位差是否小于相位角；若相位差小于相位角，则获取半双桥式谐振变换器的输出功率，并根据输出功率确定控制策略。
可选地，根据输出功率确定控制策略，包括：确定输出功率是否小于设定的临界功率；若输出功率小于临界功率，则执行预设的变频控制策略；若输出功率大于或等于临界功率，则执行预设的移相控制策略。
可选地，执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，还包括：若相位差大于或等于相位角，则对半双桥式谐振变换器的开关频率进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角。
与上述方法相匹配，本发明另一方面提供一种变频控制装置，包括：获取单元，用于获取半双桥式谐振变换器的电压增益；确定单元，用于确定半双桥式谐振变换器的电压增益是否小于设定值；控制单元，用于若半双桥式谐振变换器的电压增益小于设定值，则执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以实现对半双桥式谐振变换器的全负载范围的软开关控制。
可选地，还包括：控制单元，还用于若半双桥式谐振变换器的电压增益大于或等于设定值，则对半双桥式谐振变换器的输出电压和/或输入电压进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的电压增益。
可选地，控制单元执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，包括：获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角；确定相位差是否小于相位角；若相位差小于相位角，则获取半双桥式谐振变换器的输出功率，并根据输出功率确定控制策略。
可选地，控制单元根据输出功率确定控制策略，包括：确定输出功率是否小于设定的临界功率；若输出功率小于临界功率，则执行预设的变频控制策略；若输出功率大于或等于临界功率，则执行预设的移相控制策略。
可选地，控制单元执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，还包括：若相位差大于或等于相位角，则对半双桥式谐振变换器的开关频率进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角。
与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种半双桥式谐振变换器，包括：以上所述的变频控制装置。
与上述方法相匹配，本发明再一方面提供一种存储介质，包括：所述存储介质中存储有多条指令；所述多条指令，用于由处理器加载并执行以上所述的变频控制方法。
与上述方法相匹配，本发明再一方面提供一种半双桥式谐振变换器，包括：处理器，用于执行多条指令；存储器，用于存储多条指令；其中，所述多条指令，用于由所述存储器存储，并由所述处理器加载并执行以上所述的变频控制方法。
本发明的方案，通过在电压增益小于1时，维持全负载范围的软开关控制，有利于减少变换器中的开关管损耗，提高转化效率。
进一步，本发明的方案，通过在电压增益小于1时，维持全负载范围的软开关控制，可以产生更少的电流有效值，减少导通损耗，提高工作效率。
进一步，本发明的方案，通过采用半双桥式谐振变换器，在电压增益小于1时，维持全负载范围的软开关控制，扩大了谐振变换器的软开关工作范围，可以实现全负载范围的软开关控制。
进一步，本发明的方案，通过采用半双桥式谐振变换器，在电压增益小于1时，维持全负载范围的软开关控制，实现了变换器工作在更小的电流有效值状态，减少导通损耗，使其电磁干扰小，提高了变换器的工作效率。
进一步，本发明的方案，通过采用半双桥式谐振变换器，在电压增益小于1时，在相位差控制的基础上，引入开关频率的控制，调节开关频率和相位差两者的平衡，使其全负载范围保持软开关，且有利于提高变换器的工作效率。
由此，本发明的方案，通过基于半双桥式谐振变换器，在电压增益小于1的情况下，采用变频调速和移相控制相结合的变频控制，以维持全负载范围的软开关控制，解决LCC谐振DC-DC变换器的工作范围较小而不能实现全负载的软开关控制的问题，达到能够实现全负载的软开关控制的效果。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的变频控制方法的一实施例的流程示意图；
图2为本发明的方法中执行变频调速和移相控制相结合的变频控制的一实施例的流程示意图；
图3为本发明的方法中根据输出功率确定控制策略的一实施例的流程示意图；
图4为本发明的变频控制装置的一实施例的结构示意图；
图5为SDBRC转换器的一实施例的结构示意图；
图6为CCM模式下β(相位角)<φ(相位差)时SDBRC转换器的谐振电流波形示意图；
图7为CCM模式下β(移相角或相位角)>φ(相位差)时SDBRC转换器的谐振电流波形示意图；
图8为不同归一化频率下，关于φ的βa(d，φ)和βb(d，φ，Q，F)的变化曲线示意图(F1＝1.32，F2＝1.15，F3＝1.19，d＝0.917，Q＝1)；
图9为不同归一化频率下，关于φ的βa(d，φ)和βb(d，φ，Q，F)的变化曲线示意图(F1＝1.1，F2＝1.07，F3＝1.086，d＝0.98，Q＝1)；
图10为不同归一化频率下，关于φ的βa(d，φ)和βb(d，φ，Q，F)的变化曲线示意图(F1＝1.2，F2＝1.1，F3＝1.14，d＝0.95，Q＝1)；
图11为不同归一化功率下，关于φ的βa(d，φ)和βc(d，φ，PN，F)的变化曲线示意图(PN1＝4，PN2＝2.5，PN3＝3.108，d＝0.95，F＝1.1)；
图12为不同归一化功率下，关于φ的βa(d，φ)和βc(d，φ，PN，F)的变化曲线示意图(PN1＝2，PN2＝1.2，PN3＝1.618，d＝0.95，F＝1.2)；
图13为不同归一化功率下，关于φ的βa(d，φ)和βc(d，φ，PN，F)的变化曲线示意图(PN1＝1.5，PN2＝0.8，PN3＝1.118，d＝0.95，F＝1.3)；
图14为基于半双桥式LC谐振DC/DC变换器模型下的变频调速和移相控制相结合的变频控制流程示意图。
结合附图，本发明实施例中附图标记如下：
1-输入电桥；2-LC谐振回路；3-高频变压器；4-输出电桥；102-获取单元；104-确定单元；106-控制单元。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
根据本发明的实施例，提供了一种变频控制方法，如图1所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。该变频控制方法可以应用于半双桥式谐振变换器，半双桥式谐振变换器的变频控制方法可以包括：步骤S110至步骤S130。
在步骤S110处，获取半双桥式谐振变换器的电压增益。
在步骤S120处，确定半双桥式谐振变换器的电压增益是否小于设定值。例如：确定半双桥式的LC谐振结构的电压增益是否小于1。
在步骤S130处，若半双桥式谐振变换器的电压增益小于设定值，则执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，即对半双桥式谐振变换器进行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以实现对半双桥式谐振变换器的全负载范围的软开关控制。例如：在电压增益小于1时，维持全负载范围(即包含轻载、重载的负载范围)的软开关(如零电压开关ZVS)控制，减少变换器中的开关管损耗，提高转化效率；还可以产生更少的电流有效值，从而减少导通损耗。
例如：在半双桥式谐振变换器(SDBRC)中，采用在电压增益小于1时维持全负载范围(即包含轻载、重载的负载范围)的软开关(如零电压开关ZVS)控制的变频控制方法，扩大了谐振变换器(SDBRC)的软开关(如零电压开关ZVS)工作范围，实现全负载的软开关(如零电压开关ZVS)控制；并且，相对于传统的移相控制策略来说，实现了变换器工作在更小的电流有效值状态，减少导通损耗，使其电磁干扰小，提高了变换器的工作效率。
由此，通过针对半双桥式谐振变换器，在电压增益小于设定值时执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以维持全负载范围的软开关控制的变频控制，至少扩大了半双桥式谐振变换器如SDBRC的软开关工作范围，可以实现全负载的软开关控制，且可以使半双桥式谐振变换器工作在更小的电流有效值状态从而有利于提高半双桥式谐振变换器的工作效率。
可选地，可以结合图2所示本发明的方法中执行变频调速和移相控制相结合的变频控制的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S130中执行变频调速和移相控制相结合的变频控制的具体过程，可以包括：步骤S210至步骤S230。
步骤S210，获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角，即获取半双桥式谐振变换器的相位差、以及半双桥式谐振变换器的相位角。
其中，相位差，是半双桥式谐振变换器的主开关支路、与半双桥式谐振变换器的次有源开关电路之间的相位差。相位角，是半双桥式谐振变换器的的输入电桥电压，领先半双桥式谐振变换器的谐振电流的相位角。如半双桥式谐振变换器(SDBRC)的CCM模式下，主开关支路和次有源开关电路的相位差φ，以及输入电桥电压VAB领先谐振电流的相位角β。
步骤S220，确定相位差是否小于相位角。例如：确定半双桥式的LC谐振结构的相位差φ是否小于相位角β。
步骤S230，若相位差小于相位角，则获取半双桥式谐振变换器的输出功率，并根据输出功率确定控制策略。
例如：相对于移相控制策略来说，在宽输入电压和宽负载范围内均可实现开关管的零电压软开关运行，与此同时，可使谐振元件电压、电流应力有效降低，减少导通损耗，电磁干扰小，提高了变换器的工作效率。相对于调频控制来说，开关频率变化范围更小。
例如：在相同的功率水准下，在电压增益d<1的条件下，可以推导出基于中间量(归一化频率F和归一化功率PN)的相位差φ和相位角β之间的定量关系。在一些例子中，K点跟随开关频率F和相位差φ的变化而发生移动，可以使其进入β<φ区域，通过三幅图的对比，频率调整可以使临界功率PN3发生变化，从而保证了不同的功率水准下变换器能实现软开关(如零电压开关ZVS)控制，并且能扩大软开关(如零电压开关ZVS)的工作范围。
由此，通过在相位差小于相位角的情况下根据输出功率确定控制策略，可以保证了不同的功率水准下变换器能实现软开关控制，并且能扩大软开关的工作范围。
更可选地，可以结合图3所示本发明的方法中根据输出功率确定控制策略的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S230中根据输出功率确定控制策略的具体过程，可以包括：步骤S310至步骤S330。
步骤S310，确定输出功率是否小于设定的临界功率。例如：确定半双桥式的LC谐振结构的输出功率是否小于临界功率。
步骤S320，若输出功率小于临界功率，则执行预设的变频控制策略，以实现全负载范围的ZVS和高工作频率。
步骤S330，若输出功率大于或等于临界功率，则执行预设的移相控制策略，以实现全负载范围的ZVS和高工作频率。
例如：在重载时采用移相控制，轻载和空载时引入调频+移相来控制谐振直流/直流变换器(即DC-DC变换器)，混合调控在于常规相位差φ控制的基础上，引入开关频率F的控制，调节F和φ两者的平衡，使其全负载范围保持软开关(如零电压开关ZVS)。
由此，通过在重载时采用移相控制，在轻载和空载时引入调频+移相来控制双桥式谐振变换器，可以扩大半双桥式谐振变换器的软开关工作范围，实现全负载的软开关控制，适用范围更广。
进一步可选地，步骤S130中执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，还可以包括：对相位差大于或等于相位角的情况的处理过程，具体可以包括：若相位差大于或等于相位角，则获取半双桥式谐振变换器的开关频率如开关频率F，并对半双桥式谐振变换器的开关频率进行修正，如对半双桥式的LC谐振结构的开关频率F的参数进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角。
例如：在常规相位差φ控制的基础上，引入开关频率F的控制，调节开关频率F和相位差φ两者的平衡，使其全负载范围保持软开关(如零电压开关ZVS)。
例如：在基于基波近似法(FHA)而得到的SDBRC的稳态分析上，在移相和开关频率的控制下可以以图形的方式评估β和φ之间的关系。在一些例子中，M点跟随开关频率F和相位差φ的变化而发生移动，可以使其进入β<φ区域，可以得出结论，频率调整可以通过改变β和φ在相同功率水准下的关系来改善软开关(如零电压开关ZVS)操作。如采用的计算方法是基波近似法(FHA)，仅使用基本谐波而忽略了高次谐波；另外，由于高频变压器的次级侧电压波形不稳定，因此此计算方法仅适可以用于连续传导模式(CCM)。
由此，通过在相位差大于或等于相位角的情况下对半双桥式谐振变换器的开关频率进行修正，可以在相位差φ控制的基础上引入开关频率F的控制，其中频率调整可以通过改变β和φ在相同功率水准下的关系来改善软开关操作，从而通过调节开关频率F和相位差φ两者的平衡使半双桥式谐振变换器的全负载范围保持软开关。
在一个可选实施方式中，还可以包括：对半双桥式谐振变换器的电压增益大于或等于设定值的情况的处理过程，具体可以包括：基于步骤S120的判断，若半双桥式谐振变换器的电压增益大于或等于设定值，则获取半双桥式谐振变换器的输出电压和/或输入电压，并对半双桥式谐振变换器的输出电压和/或输入电压进行修正，如对半双桥式的LC谐振结构的输出电压和输入电压的参数进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的电压增益。
由此，通过对对半双桥式的LC谐振结构的输出电压和输入电压的参数进行修正，可以调整半双桥式谐振变换器的电压增益，从而根据调整后的半双桥式谐振变换器的电压增益确定变频控制的控制方式，可以实现对半双桥式谐振变换器的动态控制，稳定且可靠。
经大量的试验验证，采用本实施例的技术方案，通过在电压增益小于1时，维持全负载范围的软开关控制，有利于减少变换器中的开关管损耗，提高转化效率。
根据本发明的实施例，还提供了对应于变频控制方法的一种变频控制装置。参见图4所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。该变频控制装置可以应用于半双桥式谐振变换器，半双桥式谐振变换器的变频控制装置可以包括：获取单元102、确定单元104和控制单元106。
在一个可选例子中，获取单元102，可以用于获取半双桥式谐振变换器的电压增益。该获取单元102的具体功能及处理参见步骤S110。
在一个可选例子中，确定单元104，可以用于确定半双桥式谐振变换器的电压增益是否小于设定值。例如：确定半双桥式的LC谐振结构的电压增益是否小于1。该确定单元104的具体功能及处理参见步骤S120。
在一个可选例子中，控制单元106，可以用于若半双桥式谐振变换器的电压增益小于设定值，则执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，即对半双桥式谐振变换器进行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以实现对半双桥式谐振变换器的全负载范围的软开关控制。例如：在电压增益小于1时，维持全负载范围(即包含轻载、重载的负载范围)的软开关(如零电压开关ZVS)控制，减少变换器中的开关管损耗，提高转化效率；还可以产生更少的电流有效值，从而减少导通损耗。该控制单元106的具体功能及处理参见步骤S130。
例如：在半双桥式谐振变换器(SDBRC)中，采用在电压增益小于1时维持全负载范围(即包含轻载、重载的负载范围)的软开关(如零电压开关ZVS)控制的变频控制装置，扩大了谐振变换器(SDBRC)的软开关(如零电压开关ZVS)工作范围，实现全负载的软开关(如零电压开关ZVS)控制；并且，相对于传统的移相控制策略来说，实现了变换器工作在更小的电流有效值状态，减少导通损耗，使其电磁干扰小，提高了变换器的工作效率。
由此，通过针对半双桥式谐振变换器，在电压增益小于设定值时执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以维持全负载范围的软开关控制的变频控制，至少扩大了半双桥式谐振变换器如SDBRC的软开关工作范围，可以实现全负载的软开关控制，且可以使半双桥式谐振变换器工作在更小的电流有效值状态从而有利于提高半双桥式谐振变换器的工作效率。
可选地，控制单元106执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，可以包括：
控制单元106，具体还可以用于获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角，即获取半双桥式谐振变换器的相位差、以及半双桥式谐振变换器的相位角。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S210。
其中，相位差，是半双桥式谐振变换器的主开关支路、与半双桥式谐振变换器的次有源开关电路之间的相位差。相位角，是半双桥式谐振变换器的的输入电桥电压，领先半双桥式谐振变换器的谐振电流的相位角。如半双桥式谐振变换器(SDBRC)的CCM模式下，主开关支路和次有源开关电路的相位差φ，以及输入电桥电压VAB领先谐振电流的相位角β。
控制单元106，具体还可以用于确定相位差是否小于相位角。例如：确定半双桥式的LC谐振结构的相位差φ是否小于相位角β。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S220。
控制单元106，具体还可以用于若相位差小于相位角，则获取半双桥式谐振变换器的输出功率，并根据输出功率确定控制策略。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S230。
例如：相对于移相控制策略来说，在宽输入电压和宽负载范围内均可实现开关管的零电压软开关运行，与此同时，可使谐振元件电压、电流应力有效降低，减少导通损耗，电磁干扰小，提高了变换器的工作效率；相对于调频控制来说，开关频率变化范围更小。
例如：在相同的功率水准下，在电压增益d<1的条件下，可以推导出基于中间量(归一化频率F和归一化功率PN)的相位差φ和相位角β之间的定量关系。在一些例子中，K点跟随开关频率F和相位差φ的变化而发生移动，可以使其进入β<φ区域，通过三幅图的对比，频率调整可以使临界功率PN3发生变化，从而保证了不同的功率水准下变换器能实现软开关(如零电压开关ZVS)控制，并且能扩大软开关(如零电压开关ZVS)的工作范围。
由此，通过在相位差小于相位角的情况下根据输出功率确定控制策略，可以保证了不同的功率水准下变换器能实现软开关控制，并且能扩大软开关的工作范围。
更可选地，控制单元106根据输出功率确定控制策略，可以包括：
控制单元106，具体还可以用于确定输出功率是否小于设定的临界功率。例如：确定半双桥式的LC谐振结构的输出功率是否小于临界功率。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S310。
控制单元106，具体还可以用于若输出功率小于临界功率，则执行预设的变频控制策略，以实现全负载范围的ZVS和高工作频率。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S320。
控制单元106，具体还可以用于若输出功率大于或等于临界功率，则执行预设的移相控制策略，以实现全负载范围的ZVS和高工作频率。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S330。
例如：在重载时采用移相控制，轻载和空载时引入调频+移相来控制谐振直流/直流变换器(即DC-DC变换器)，混合调控在于常规相位差φ控制的基础上，引入开关频率F的控制，调节F和φ两者的平衡，使其全负载范围保持软开关(如零电压开关ZVS)。
由此，通过在重载时采用移相控制，在轻载和空载时引入调频+移相来控制双桥式谐振变换器，可以扩大半双桥式谐振变换器的软开关工作范围，实现全负载的软开关控制，适用范围更广。
进一步可选地，控制单元106执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，还可以包括：对相位差大于或等于相位角的情况的处理过程，具体可以包括：控制单元106，具体还可以用于若相位差大于或等于相位角，则获取半双桥式谐振变换器的开关频率如开关频率F，并对半双桥式谐振变换器的开关频率进行修正，如对半双桥式的LC谐振结构的开关频率F的参数进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角。
例如：在常规相位差φ控制的基础上，引入开关频率F的控制，调节开关频率F和相位差φ两者的平衡，使其全负载范围保持软开关(如零电压开关ZVS)。
例如：在基于基波近似法(FHA)而得到的SDBRC的稳态分析上，在移相和开关频率的控制下可以以图形的方式评估β和φ之间的关系。在一些例子中，M点跟随开关频率F和相位差φ的变化而发生移动，可以使其进入β<φ区域，可以得出结论，频率调整可以通过改变β和φ在相同功率水准下的关系来改善软开关(如零电压开关ZVS)操作。如采用的计算装置是基波近似法(FHA)，仅使用基本谐波而忽略了高次谐波；另外，由于高频变压器的次级侧电压波形不稳定，因此此计算装置仅适可以用于连续传导模式(CCM)。
由此，通过在相位差大于或等于相位角的情况下对半双桥式谐振变换器的开关频率进行修正，可以在相位差φ控制的基础上引入开关频率F的控制，其中频率调整可以通过改变β和φ在相同功率水准下的关系来改善软开关操作，从而通过调节开关频率F和相位差φ两者的平衡使半双桥式谐振变换器的全负载范围保持软开关。
在一个可选实施方式中，还可以包括：对半双桥式谐振变换器的电压增益大于或等于设定值的情况的处理过程，具体可以包括：控制单元106，还可以用于基于确定单元104的判断，若半双桥式谐振变换器的电压增益大于或等于设定值，则获取半双桥式谐振变换器的输出电压和/或输入电压，并对半双桥式谐振变换器的输出电压和/或输入电压进行修正，如对半双桥式的LC谐振结构的输出电压和输入电压的参数进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的电压增益。
由此，通过对对半双桥式的LC谐振结构的输出电压和输入电压的参数进行修正，可以调整半双桥式谐振变换器的电压增益，从而根据调整后的半双桥式谐振变换器的电压增益确定变频控制的控制方式，可以实现对半双桥式谐振变换器的动态控制，稳定且可靠。
由于本实施例的装置所实现的处理及功能基本相应于前述图1至图3所示的方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过在电压增益小于1时，维持全负载范围的软开关控制，可以产生更少的电流有效值，减少导通损耗，提高工作效率。
根据本发明的实施例，还提供了对应于变频控制装置的一种半双桥式谐振变换器。该半双桥式谐振变换器可以包括：以上所述的变频控制装置。
一些LCC谐振DC-DC变换器，可以控制LCC谐振DC-DC变换器实现宽输入电压范围与宽负载范围内的零电压软开关运行，但是这种LCC谐振DC-DC变换器的结构复杂，控制变量较多，不宜有效控制，如因控制变量过多导致控制方法过于复杂化而不方便进行调控。
在一个可选实施方式中，本发明的方案，提供一种基于半双桥式LC谐振DC-DC变换器装置及其控制方法，可以在电压增益小于1时，维持全负载范围(即包含轻载、重载的负载范围)的软开关(如零电压开关ZVS)控制，减少变换器中的开关管损耗，提高转化效率；而且，通过该调控方法，可以产生更少的电流有效值，从而减少导通损耗。
例如：半双桥式谐振变换器的电压增益，可以通过以下公式计算得到：
Figure BDA0002322676310000121
其中，Vo是输出电压，n是变压器匝比，Vin是输入电压。
本发明的方案，由于在半双桥式谐振变换器(SDBRC)中采用了上述变频控制方法，扩大了谐振变换器(SDBRC)的软开关(如零电压开关ZVS)工作范围，实现全负载的软开关(如零电压开关ZVS)控制；并且，本发明的方案中的控制方法，相对于传统的移相控制策略来说，实现了变换器工作在更小的电流有效值状态，减少导通损耗，使其电磁干扰小，提高了变换器的工作效率。
在一个可选例子中，本发明的方案，提出一种基于变频调速和移相控制相结合的变频控制方法，仅适用于单向功率的应用，可以应用于电动汽车、智能电网、太阳能发电系统等领域。此控制方法在于在常规相位差φ控制的基础上，引入开关频率F的控制，调节开关频率F和相位差φ两者的平衡，使其全负载范围保持软开关(如零电压开关ZVS)。
具体地，在重载时采用移相控制，轻载和空载时引入调频+移相来控制谐振直流/直流变换器(即DC-DC变换器)，混合调控在于常规相位差φ控制的基础上，引入开关频率F的控制，调节F和φ两者的平衡，使其全负载范围保持软开关(如零电压开关ZVS)。
本发明的方案中采用的变频控制方法，相对于移相控制策略来说，在宽输入电压和宽负载范围内均可实现开关管的零电压软开关运行，与此同时，可使谐振元件电压、电流应力有效降低，减少导通损耗，电磁干扰小，提高了变换器的工作效率。相对于调频控制来说，开关频率变化范围更小。
其中，该变频控制方法，相比于传统的移相控制来说，新型转换器在变频控制下，相位差φ变化浮动范围更小，从而可以产生更少的电流有效值，可使谐振元件电压、电流应力有效降低。
在一个可选具体实施方式中，可以参见图5至图13所示的例子，对本发明的方案的具体实现过程进行示例性说明。
图5为谐振变换器(SDBRC)转换器的一实施例的结构示意图。
半双桥式谐振变换器(SDBRC)转换器如图5所示，主要可以由四个部分组成，具体可以包括输入电桥1、LC谐振回路2、高频变压器3和输出电桥4。其中，输入电桥1可以由四个MOS管组成，输出电桥4可以由两个MOS管和两个二极管组成。
具体地，原边是由四个开关管组成的全桥电路，副边是由两个开关管和两个输出整流二极管组成的半双桥电路。该新型变换器在输出端无循环能量，同时输入端可实现零电压开关，并且不依赖于变换器增益。
图5所显示结构相比于双桥谐振转换器来说，具有相似的拓扑结构，进而继承双桥谐振转换器的大部分优点，比如灵活的多移相控制和高功率密度。不同的是，图5所显示结构的二次侧(即输出电桥4)使用具有两个有源开关和两个二极管的输出电桥，结构相对简单，成本较低，并且在输出端无循环能量。
其中，新型转换器用二极管代替MOS管，去除了MOS的双向导通和电流的双向流动，在输出端无循环能量，消除了器件的反向损耗。
也就是说，相比于双桥谐振变换器(DBRC)，新型半双桥式谐振变换器(SDBRC)与其结构类似，具备其大部分优点--灵活的多移相控制，高功率密度。此外，该变换器具有结构简单、成本较低等特点，对于仅需单向功率的应用需求来说更加经济。
图6为CCM模式(Continuous Conduction Mode，连续导通模式)下β(相位角)<φ(相位差)时SDBRC转换器的谐振电流波形示意图。图7为CCM模式下β(移相角或相位角)>φ(相位差)时SDBRC转换器的谐振电流波形示意图。具体地，β为输入电桥电压VAB领先谐振电流的相位角或移相角，φ为主开关支路和次有源开关电路的相位差。
如图6和图7所示，CCM模式下不同的β(即输入电桥电压VAB领先谐振电流的相位角)和φ(即主开关支路和次有源开关电路的相位差)的关系，会导致SDBRC在传统移相控制下，产生不同的运行状态。
图6中第一个时间间隔下D1和D4的导通电流会使MT1和MT2两端电压为零，第三个时间间隔下D6的导通电流会使MT6两端电压为零，其他MOS管的导通情况都类似。
图7中一次侧与图6的一次侧情况类似，但是第二个时间间隔下MT6的导通电流会使MT6两端存在电压。
图8为不同归一化频率下，关于φ的βa(d，φ)和βb(d，φ，Q，F)的变化曲线示意图(F1＝1.32，F2＝1.15，F3＝1.19，d＝0.917，Q＝1)。图9为不同归一化频率下，关于φ的βa(d，φ)和βb(d，φ，Q，F)的变化曲线示意图(F1＝1.1，F2＝1.07，F3＝1.086，d＝0.98，Q＝1)。图10为不同归一化频率下，关于φ的βa(d，φ)和βb(d，φ，Q，F)的变化曲线示意图(F1＝1.2，F2＝1.1，F3＝1.14，d＝0.95，Q＝1)。
如图8至图10所示，不同归一化频率下，关于φ的βa(d，φ)和βb(d，φ，Q，F)的变化曲线可以如下：
Figure BDA0002322676310000141
Figure BDA0002322676310000142
其中，d为电压增益、Q为品质因数、F为归一化的开关频率。
在本发明的方案中，在基于基波近似法(FHA)而得到的SDBRC的稳态分析上，在移相和开关频率的控制下以图形的方式评估β和φ之间的关系。在如图8至图10所示的例子中，M点跟随开关频率F和相位差φ的变化而发生移动，可以使其进入β<φ区域，可以得出结论，频率调整可以通过改变β和φ在相同功率水准下的关系来改善软开关(如零电压开关ZVS)操作。
其中，本发明的方案采用的计算方法是基波近似法(FHA)，仅使用基本谐波而忽略了高次谐波；另外，由于高频变压器的次级侧电压波形不稳定，因此此计算方法仅适用于连续传导模式(CCM)。
图11为不同归一化功率下，关于φ的βa(d，φ)和βc(d，φ，PN，F)的变化曲线示意图(PN1＝4，PN2＝2.5，PN3＝3.108，d＝0.95，F＝1.1)。图12为不同归一化功率下，关于φ的βa(d，φ)和βc(d，φ，PN，F)的变化曲线示意图(PN1＝2，PN2＝1.2，PN3＝1.618，d＝0.95，F＝1.2)。图13为不同归一化功率下，关于φ的βa(d，φ)和βc(d，φ，PN，F)的变化曲线示意图(PN1＝1.5，PN2＝0.8，PN3＝1.118，d＝0.95，F＝1.3)。
如图11至图13所示的例子，在不同归一化功率下，关于φ的βa(d，φ)和βc(d，φ，PN，F)的变化曲线可以如下：
Figure BDA0002322676310000151
Figure BDA0002322676310000152
在本发明的方案中，在相同的功率水准下，在电压增益d<1的条件下，推导出基于中间量(归一化频率F和归一化功率PN)的相位差φ和相位角β之间的定量关系。在如图11至图13所示的例子中，K点跟随开关频率F和相位差φ的变化而发生移动，可以使其进入β<φ区域，通过三幅图的对比，频率调整可以使临界功率PN3发生变化，从而保证了不同的功率水准下变换器能实现软开关(如零电压开关ZVS)控制，并且能扩大软开关(如零电压开关ZVS)的工作范围。
图14为基于半双桥式LC谐振DC/DC变换器模型下的变频调速和移相控制相结合的变频控制流程示意图。
如图14所示，基于半双桥式LC谐振DC/DC变换器模型下的变频调速和移相控制相结合的变频控制的流程，可以包括：
步骤1、确定当前的待控拓扑是否为半双桥式谐振变换器，如是否为半双桥式的LC谐振结构；若是，则执行步骤2；否则，在步骤1等待。
步骤2、获取半双桥式的LC谐振结构的电压增益，并确定半双桥式的LC谐振结构的电压增益是否小于1；若是，则执行步骤3；否则，对半双桥式的LC谐振结构的输出电压和输入电压的参数进行修正。
例如：输入电压是影响输出电压值的，输入电压可以进行人为控制调整，通过调整输入电压，可以实现输出电压和输入电压的参数修正。由于变压器匝数比固定了就不好调整，而通过对输出电压和输入电压的参数修正，可以通过调整输出电压和输入电压的比值以控制电压增益的大小，也就是说对输出电压和输入电压的参数修正可以实现对电压增益的灵活调节。
步骤3、确定半双桥式的LC谐振结构的相位差φ是否小于相位角β，如是，则执行步骤4；否则，对半双桥式的LC谐振结构的开关频率F的参数进行修正。
例如：在仿真和实验中，可以通过调控稳压源器件的输入参数，提前设置好满载情况下的开关频率值，后续可以根据不同功率情况，设置不同的频率值参数即实现开关频率F的参数修正，进而影响相位差φ和相位角β的关系。
例如：在电压增益小于1时，可以通过FHA方法，证明其他变量不变的情况下，开关频率F的调整可以使相位差φ和相位角β的关系发生变化，关于F的参数修正就是为使实现φ<β，以方便进行后续变频调控。
步骤4、确定半双桥式的LC谐振结构的输出功率是否小于临界功率；若是，则执行步骤5；否则，执行步骤6。
步骤5、采用变频控制策略。
例如：变频控制策略，可以是指同时存在两种变量，相位差φ和开关频率F，两者同时变化去实现变换器的全范围ZVS。
步骤6、采用移相控制策略。通过步骤5和步骤6，可以实现全负载范围的ZVS和高工作频率。
例如：移相控制策略，可以是指只有单一变量相位差φ的变化，从而去调整变换器的工作状态，使其保持特定条件下的ZVS。
由于本实施例的半双桥式谐振变换器所实现的处理及功能基本相应于前述图4所示的装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用半双桥式谐振变换器，在电压增益小于1时，维持全负载范围的软开关控制，扩大了谐振变换器的软开关工作范围，可以实现全负载范围的软开关控制。
根据本发明的实施例，还提供了对应于变频控制方法的一种存储介质。该存储介质，可以包括：所述存储介质中存储有多条指令；所述多条指令，用于由处理器加载并执行以上所述的变频控制方法。
由于本实施例的存储介质所实现的处理及功能基本相应于前述图1至图3所示的方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用半双桥式谐振变换器，在电压增益小于1时，维持全负载范围的软开关控制，实现了变换器工作在更小的电流有效值状态，减少导通损耗，使其电磁干扰小，提高了变换器的工作效率。
根据本发明的实施例，还提供了对应于变频控制方法的一种半双桥式谐振变换器。该半双桥式谐振变换器，可以包括：处理器，用于执行多条指令；存储器，用于存储多条指令；其中，所述多条指令，用于由所述存储器存储，并由所述处理器加载并执行以上所述的变频控制方法。
由于本实施例的半双桥式谐振变换器所实现的处理及功能基本相应于前述图1至图3所示的方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用半双桥式谐振变换器，在电压增益小于1时，在相位差控制的基础上，引入开关频率的控制，调节开关频率和相位差两者的平衡，使其全负载范围保持软开关，且有利于提高变换器的工作效率。
综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。
以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (12)

1.一种变频控制方法，其特征在于，包括：
获取半双桥式谐振变换器的电压增益；
确定半双桥式谐振变换器的电压增益是否小于设定值；
若半双桥式谐振变换器的电压增益小于设定值，则执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以实现对半双桥式谐振变换器的全负载范围的软开关控制。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
若半双桥式谐振变换器的电压增益大于或等于设定值，则对半双桥式谐振变换器的输出电压和/或输入电压进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的电压增益。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，包括：
获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角；
确定相位差是否小于相位角；
若相位差小于相位角，则获取半双桥式谐振变换器的输出功率，并根据输出功率确定控制策略。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，根据输出功率确定控制策略，包括：
确定输出功率是否小于设定的临界功率；
若输出功率小于临界功率，则执行预设的变频控制策略；
若输出功率大于或等于临界功率，则执行预设的移相控制策略。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，还包括：
若相位差大于或等于相位角，则对半双桥式谐振变换器的开关频率进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角。
6.一种变频控制装置，其特征在于，包括：
获取单元，用于获取半双桥式谐振变换器的电压增益；
确定单元，用于确定半双桥式谐振变换器的电压增益是否小于设定值；
控制单元，用于若半双桥式谐振变换器的电压增益小于设定值，则执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，以实现对半双桥式谐振变换器的全负载范围的软开关控制。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，还包括：
控制单元，还用于若半双桥式谐振变换器的电压增益大于或等于设定值，则对半双桥式谐振变换器的输出电压和/或输入电压进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的电压增益。
8.根据权利要求6或7所述的装置，其特征在于，控制单元执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，包括：
获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角；
确定相位差是否小于相位角；
若相位差小于相位角，则获取半双桥式谐振变换器的输出功率，并根据输出功率确定控制策略。
9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，控制单元根据输出功率确定控制策略，包括：
确定输出功率是否小于设定的临界功率；
若输出功率小于临界功率，则执行预设的变频控制策略；
若输出功率大于或等于临界功率，则执行预设的移相控制策略。
10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，控制单元执行变频调速和移相控制相结合的变频控制，还包括：
若相位差大于或等于相位角，则对半双桥式谐振变换器的开关频率进行修正，之后重新获取半双桥式谐振变换器的相位差和相位角。
11.一种半双桥式谐振变换器，其特征在于，包括：如权利要求6至10中任一项所述的变频控制装置；
或者，
包括：
处理器，用于执行多条指令；
存储器，用于存储多条指令；
其中，所述多条指令，用于由所述存储器存储，并由所述处理器加载并执行如权利要求1至5中任一项所述的变频控制方法。
12.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质中存储有多条指令；所述多条指令，用于由处理器加载并执行如权利要求1至5中任一项所述的变频控制方法。
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