CN110995032A - 加入死区补偿的pwm整流器无差拍控制方法 - Google Patents

加入死区补偿的pwm整流器无差拍控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种加入死区补偿的PWM整流器无差拍电控制方法，包括以下步骤：首先由电路的离散化数学模型得到电路含有零矢量的k+1时刻的预测模型；然后在一个采样周期内加入死区时间得到k+1时刻和k+2时刻的预测模型；根据输入电流的方向，对目标函数求导并令其导数为0，求解出不同电流方向的非零矢量的最佳开关作用时间以及电流的预测值；最后计算各个开关状态下的目标函数值，选取使得目标函数值最小的开关状态作为下一时刻的开关状态。相比传统的模型预测控制方法，本方法具有频率恒定、网侧电流谐波含量低以及系统运行可靠的优点。

Description

加入死区补偿的PWM整流器无差拍控制方法
技术领域
本发明涉及PWM整流器控制技术领域，具体涉及一种加入死区补偿的PWM整流器无差拍控制方法。
背景技术
随着能源危机和环境问题日益严重，新能源技术的研究受到越来越多的关注。在中小功率场合，PWM整流器被广泛的应用。模型预测控制具有控制结构简单、动态响应快等优点，但是也存在开关频率不恒定、计算量大、网侧电流谐波含量高等问题。
目前，PWM整流器有定频预测功率控制，但是该方法计算量大、控制复杂，且无考虑采样时间延迟等因素影响，导致谐波抑制不理想，另外没有考虑同一桥臂两个开关管同时导通的情况。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术中PWM整流器预测控制的不足，提出一种加入死区补偿的PWM整流器无差拍控制方法，该方法具有定频控制、网侧电流谐波小，系统运行安全可靠的优点。
本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：
一种加入死区补偿的PWM整流器无差拍控制方法，该PWM整流器电路包括4个MOS管、滤波电感L、稳压电容C以及电阻RL，其中4个MOS管分成两组，每组中两个MOS管串联后进行并联构成第一桥臂与第二桥臂，输入侧的滤波电感L的一端与第一桥臂的中点相连，另一端与输入电压相连，输入电压另一端与第二桥臂的中点相连，稳压电容C与电阻RL并联后与第一桥臂和第二桥臂并联，稳压电容C与电阻RL并联构成单相PWM整流器电路的输出侧；所述的控制方法包括下列步骤：
T1、列写PWM整流器的离散化数学方程，在一个采样周期内加入死区时间得到不同电流方向下k+1时刻的预测模型，往前预测一拍，得到含有死区补偿的k+2时刻的预测模型；
T2、设计目标函数，对目标函数求导并令其导数等于0，求解电流方向不同时非零矢量的最佳开关作用时间；
T3、将相关参数带入目标函数，选取使目标函数值最小的开关状态作为下一时刻的开关状态。
进一步地，所述的步骤T1中，在一个采样周期中加入死区时间，计算is＞0时k+2时刻预测模型的过程如下：
首先列写电路微分方程如下：
Figure BDA0002340580900000021
其中，us为输入电压，L为滤波电感，t为时间，is为输入电流，Sab代表开关状态，其可取值为-1、0、1，vdc为输出电压；
将式(A)离散化后得到
Figure BDA0002340580900000022
其中，is(k)为当前时刻的输入电流采样值，is(k+1)为k+1时刻的输入电流预测值，Ts为采样周期，us(k)为当前时刻的输入电压采样值，Sab(k)是k时刻的开关状态；
再考虑零矢量的作用时间以及加入死区时间Td得到
Figure BDA0002340580900000031
式中，ton(k)为k时刻非零矢量的作用时间；
其中，当Ts-2Td＜ton(k)＜Ts，且Sab(k)＝1时
Figure BDA0002340580900000032
根据式(C)得到
Figure BDA0002340580900000033
其中，is(k+2)为k+2时刻的输入电流采样值，us(k+1)为k+1时刻的输入电压预测值，Sab(k+1)是k+1时刻的开关状态，ton(k+1)为k时刻非零矢量的作用时间，Td为死区时间。
进一步地，所述的步骤T1中，在一个采样周期中加入死区时间，计算is＜0时k+2时刻预测模型的过程如下：
Figure BDA0002340580900000034
其中，当Ts-2Td＜ton(k)＜Ts时，Sab(k)＝-1
Figure BDA0002340580900000035
根据式(F)得到
Figure BDA0002340580900000036
定义k时刻、k+1时刻的电流偏差为
Δis(k)＝is(k+1)-is(k) (I)
Δis(k+1)＝is(k+2)-is(k+1) (J)
其中，Δis(k)为第k时刻的电流改变量，Δis(k+1)为第k+1时刻的电流改变量，放松对Δis(k+1)的约束，令其等于第k时刻和第k+1时刻电流差值的均值，得到
Figure BDA0002340580900000041
假设相邻两个采样时刻的输入电压差值相等，即
us(k+1)-us(k)＝us(k)-us(k-1) (L)
于是得到
us(k+1)＝2us(k)-us(k-1) (M)
其中，us(k-1)是k-1时刻的输入电压采样值；
将式(K)、(M)代入式(E)、(H)中得到
当is＞0时
Figure BDA0002340580900000042
其中，当Ts-2Td＜ton(k+1)＜Ts，且Sab(k+1)＝1时
Figure BDA0002340580900000043
当is＜0时
Figure BDA0002340580900000044
其中，当Ts-2Td＜ton(k+1)＜Ts，且Sab(k+1)＝-1时
Figure BDA0002340580900000045
进一步地，所述的步骤T2中，设计目标函数，对目标函数求导并令其导数等于0，求解输入电流方向不同时的非零矢量的最佳开关作用时间的过程如下：
定义目标函数为
Figure BDA0002340580900000051
其中，
Figure BDA0002340580900000052
为电流参考值，is(k+2)为k+2时刻的输入电流采样值；
将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到
当is＞0时
Figure BDA0002340580900000053
当is＜0时
Figure BDA0002340580900000054
当ton(k+1)＞Ts-2Td时，令ton(k+1)＝Ts；
当ton(k+1)＜0时，令ton(k+1)＝0。
本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：
传统模型预测控制频率不恒定使得网侧电流谐波大，而现有的定频功率预测需进行坐标变换，计算复杂，且没有考虑采样延时的影响。而本发明提出的无差拍电流预测控制不用坐标变换即可实现定频控制，且考虑了采样延时的影响，具有频率恒定、网侧电流谐波小的优点。
附图说明
图1是本发明实施例中单相PWM整流器电路图；
图2是本发明实施例中PWM整流器无差拍控制流程图；
图3是本发明实施例中定频功率预测控制实验波形图；
图4是本发明实施例中无差拍电流预测控制实验波形图；
图5是本发明实施例中定频功率预测控制电流谐波图；
图6是本发明实施例中无差拍电流预测控制电流谐波图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例
图1是单相PWM整流器电路图，该PWM整流器电路包括4个MOS管、滤波电感L、稳压电容C以及电阻RL，其中4个MOS管分成两组，每组中两个MOS管串联后进行并联构成第一桥臂与第二桥臂，输入侧的滤波电感L的一端与第一桥臂的中点相连，另一端与输入电压相连，输入电压另一端与第二桥臂的中点相连，稳压电容C与电阻RL并联后与第一桥臂和第二桥臂并联，稳压电容C与电阻RL并联构成单相PWM整流器电路的输出侧。
根据图2的电流预测控制流程图，可以将控制的过程分为如下3步：
步骤T1、列写PWM整流器的离散化数学方程，在一个采样周期内加入死区时间得到不同电流方向下k+1时刻的预测模型，往前预测一拍，得到含有死区补偿的k+2时刻的预测模型。
在一个采样周期中加入死区时间，计算is＞0时k+2时刻预测模型的过程如下：
首先列写电路微分方程如下：
Figure BDA0002340580900000071
其中，us为输入电压，L为滤波电感，t为时间，is为输入电流，Sab代表开关状态，其可取值为-1、0、1，vdc为输出电压。
将式(A)离散化后得到
Figure BDA0002340580900000072
其中，is(k)为当前时刻的输入电流采样值，is(k+1)为k+1时刻的输入电流预测值，Ts为采样周期，us(k)为当前时刻的输入电压采样值，Sab(k)是k时刻的开关状态。
再考虑零矢量的作用时间以及加入死区时间Td得到
Figure BDA0002340580900000073
式中，ton(k)为k时刻非零矢量的作用时间。
其中，当Ts-2Td＜ton(k)＜Ts，且Sab(k)＝1时，
Figure BDA0002340580900000074
根据式(3)可以得到
Figure BDA0002340580900000075
其中，is(k+2)为k+2时刻的输入电流采样值，us(k+1)为k+1时刻的输入电压预测值，Sab(k+1)是k+1时刻的开关状态，ton(k+1)为k时刻非零矢量的作用时间,Td为死区时间。
计算is＜0时k+2时刻预测模型的过程如下：
Figure BDA0002340580900000076
当Ts-2Td＜ton(k)＜Ts，且Sab＝-1时，
Figure BDA0002340580900000081
根据式(6)得到
Figure BDA0002340580900000082
定义k时刻、k+1时刻的电流偏差为
Δis(k)＝is(k+1)-is(k) (9)
Δis(k+1)＝is(k+2)-is(k+1) (10)
其中，Δis(k)为第k时刻的电流改变量，Δis(k+1)为第k+1时刻的电流改变量，放松对Δis(k+1)的约束，令其等于第k时刻和第k+1时刻电流差值的均值，得到
Figure BDA0002340580900000083
假设相邻两个采样时刻的输入电压差值相等，即
us(k+1)-us(k)＝us(k)-us(k-1) (12)
于是可以得到
us(k+1)＝2us(k)-us(k-1) (13)
其中，us(k-1)是k-1时刻的输入电压采样值。
将式(11)、(13)代入式(5)、(8)中得到
当is＞0时
Figure BDA0002340580900000084
其中，当Ts-2Td＜ton(k+1)＜Ts，且Sab(k+1)＝1时
Figure BDA0002340580900000085
当is＜0时
Figure BDA0002340580900000091
其中，当Ts-2Td＜ton(k+1)＜Ts，且Sab(k+1)＝-1时
Figure BDA0002340580900000092
步骤T2、设计目标函数，对目标函数求导并令其导数等于0，求解得到求解输入电流方向不同时非零矢量的最佳开关作用时间。
求解求解输入电流方向不同时非零矢量的最佳开关作用时间的具体方法是：
定义目标函数为
Figure BDA0002340580900000093
其中，
Figure BDA0002340580900000094
为电流参考值。
将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到
当is＞0时
Figure BDA0002340580900000095
当is＜0时
Figure BDA0002340580900000096
当ton(k+1)＞Ts-2Td时，令ton(k+1)＝Ts；当ton(k+1)＜0时，令ton(k+1)＝0。
实验的系统参数如表1所示，
表1.系统参数
Figure BDA0002340580900000097
Figure BDA0002340580900000101
图3是定频功率预测控制的实验波形，对其中的电流波形进行FFT分析得到图5的定频功率预测控制电流谐波图，从图中可以看到电流谐波为6.61％。
图4是加入死区补偿无差拍控制的实验波形，对其中的电流波形进行FFT分析得到图6的无加入死区补偿差拍控制电流谐波图，从图中可以看到电流谐波为5.14％。
从上面的实验结果可以看出，本发明提出的PWM整流器定频电流预测控制方法相比现有的定频功率预测控制具有更好的谐波抑制效果。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种加入死区补偿的PWM整流器无差拍控制方法，该PWM整流器电路包括4个MOS管、滤波电感L、稳压电容C以及电阻RL，其中4个MOS管分成两组，每组中两个MOS管串联后进行并联构成第一桥臂与第二桥臂，输入侧的滤波电感L的一端与第一桥臂的中点相连，另一端与输入电压相连，输入电压另一端与第二桥臂的中点相连，稳压电容C与电阻RL并联后与第一桥臂和第二桥臂并联，稳压电容C与电阻RL并联构成单相PWM整流器电路的输出侧；其特征在于，所述的控制方法包括下列步骤：
T1、列写PWM整流器的离散化数学方程，在一个采样周期内加入死区时间得到不同电流方向下k+1时刻的预测模型，往前预测一拍，得到含有死区补偿的k+2时刻的预测模型；
T2、设计目标函数，对目标函数求导并令其导数等于0，求解电流方向不同时非零矢量的最佳开关作用时间；
T3、将相关参数带入目标函数，选取使目标函数值最小的开关状态作为下一时刻的开关状态。
2.根据权利要求书1所述的加入死区补偿的PWM整流器无差拍控制方法，其特征在于，所述的步骤T1中，在一个采样周期中加入死区时间，计算is＞0时k+2时刻预测模型的过程如下：
首先列写电路微分方程如下：
Figure FDA0002340580890000011
其中，us为输入电压，L为滤波电感，t为时间，is为输入电流，Sab代表开关状态，其可取值为-1、0、1，vdc为输出电压；
将式(A)离散化后得到
Figure FDA0002340580890000021
其中，is(k)为当前时刻的输入电流采样值，is(k+1)为k+1时刻的输入电流预测值，Ts为采样周期，us(k)为当前时刻的输入电压采样值，Sab(k)是k时刻的开关状态；
再考虑零矢量的作用时间以及加入死区时间Td得到
Figure FDA0002340580890000022
式中，ton(k)为k时刻非零矢量的作用时间；
其中，当Ts-2Td＜ton(k)＜Ts，且Sab(k)＝1时
Figure FDA0002340580890000023
根据式(C)得到
Figure FDA0002340580890000024
其中，is(k+2)为k+2时刻的输入电流采样值，us(k+1)为k+1时刻的输入电压预测值，Sab(k+1)是k+1时刻的开关状态，ton(k+1)为k时刻非零矢量的作用时间，Td为死区时间。
3.根据权利要求2所述的加入死区补偿的PWM整流器无差拍控制方法，其特征在于，所述的步骤T1中，在一个采样周期中加入死区时间，计算is＜0时k+2时刻预测模型的过程如下：
Figure FDA0002340580890000025
其中，当Ts-2Td＜ton(k)＜Ts时，Sab(k)＝-1
Figure FDA0002340580890000031
根据式(F)得到
Figure FDA0002340580890000032
定义k时刻、k+1时刻的电流偏差为
Δis(k)＝is(k+1)-is(k) (I)
Δis(k+1)＝is(k+2)-is(k+1) (J)
其中，Δis(k)为第k时刻的电流改变量，Δis(k+1)为第k+1时刻的电流改变量，放松对Δis(k+1)的约束，令其等于第k时刻和第k+1时刻电流差值的均值，得到
Figure FDA0002340580890000033
假设相邻两个采样时刻的输入电压差值相等，即
us(k+1)-us(k)＝us(k)-us(k-1) (L)
于是得到
us(k+1)＝2us(k)-us(k-1) (M)
其中，us(k-1)是k-1时刻的输入电压采样值；
将式(K)、(M)代入式(E)、(H)中得到
当is＞0时
Figure FDA0002340580890000034
其中，当Ts-2Td＜ton(k+1)＜Ts，且Sab(k+1)＝1时
Figure FDA0002340580890000035
当is＜0时
Figure FDA0002340580890000041
其中，当Ts-2Td＜ton(k+1)＜Ts，且Sab(k+1)＝-1时
Figure FDA0002340580890000042
4.根据权利要求3所述的加入死区补偿的PWM整流器无差拍控制方法，其特征在于，所述的步骤T2中，设计目标函数，对目标函数求导并令其导数等于0，求解输入电流方向不同时的非零矢量的最佳开关作用时间的过程如下：
定义目标函数为
Figure FDA0002340580890000043
其中，
Figure FDA0002340580890000044
为电流参考值，is(k+2)为k+2时刻的输入电流采样值；
将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到
当is＞0时
Figure FDA0002340580890000045
当is＜0时
Figure FDA0002340580890000046
当ton(k+1)＞Ts-2Td时，令ton(k+1)＝Ts；
当ton(k+1)＜0时，令ton(k+1)＝0。
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