CN110932747B - 集成高性能射频收发开关 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种集成高性能射频收发开关，包括发射匹配网络、接收匹配网络和三个开关。所述接收匹配网络包括一个电感；天线通过电容一连接电感的第一端，电感的第一端还通过开关一接地一；电感的第二端通过开关二接地二，电感的第二端还连接低噪声放大器。所述发射匹配网络包括平衡‑不平衡转换器和电容一；天线连接平衡‑不平衡转换器的初级线圈的第一端，所述初级线圈的第二端通过开关三接地一；所述平衡‑不平衡转换器的次级线圈连接功率放大器。本申请在发射模式下几乎不影响功率放大器的负载，可在低电压下实现较高的输出功率并维持发射效率；接收模式下具有较低的插入损耗、更好的隔离度、更容易实现的开关。

Description

集成高性能射频收发开关

技术领域

本申请涉及一种无线通信系统中的射频收发开关。

背景技术

射频收发开关是无线通信系统中的重要元件。它一般应用在半双工的通信系统中。收发控制信号通过选择模式开关来实现射频电路的接通和断开。它可以实现不同射频通路的选择，同时保证不同通路之间具有足够的隔离度。

随着无线通信技术朝着大数据、大容量、更高速的方向发展，无线射频芯片也朝着更高集成度、更低电压、更低功耗的方向发展，对射频前端尤其射频收发开关的要求也越来越高，包括对射频收发开关在功率容量、插损和集成度方面有了更高的要求。目前绝大部分射频SOC（System on chip，系统级芯片）芯片采用CMOS工艺，但由于CMOS工艺寄生较大和隔离度较差，所以CMOS射频收发开关的设计难度相对较大。设计时需要仔细仿真建模，同时兼顾其对别的模块比如PA（功率放大器）和LNA（低噪声放大器）的影响。目前主流射频芯片公司都在研究不同的结构，将射频收发开关集成到芯片内部。片上射频收发开关能够减少PCB（印刷电路板）上的元器件数目和减小PCB面积从而有效降低系统成本，但是也面临着更高的设计难度，比如器件的线性度、模型的准确性，以及CMOS工艺本身的高损耗等，这些都会对设计带来挑战。高性能的射频收发开关电路对于无线通信芯片依然是一个亟待克服的技术瓶颈。因此设计出可靠性高、低插损、低电压的的射频收发开关对于研发高性能、高集成度的芯片意义重大。

请参阅图1，这是带射频收发开关的射频收发机的原理图。射频收发开关位于射频前端，其作用为一高频工作的单刀双掷开关，用以实现接收模式和发射模式的切换。目前常见结构的特点是在接收模式下发射通道的与接收通道并联，如文献一、文献二、文献三所示，但由于发射通道的等效阻抗并非理想的高阻，导致接收模式下差损较大。为提高发射通道在接收模式下的等效阻抗，有的结构在信号通路靠近天线端加串联开关，如文献四所示，但这种开关在CMOS工艺下实现起来很困难，发射模式下的差损较大，而且线性度很差。

文献一是指会议论文《A 2×2 WLAN and Bluetooth Combo SoC in 28nm CMOSwith On-Chip WLAN Digital Power Amplifier, Integrated 2G/BT SP3T Switch andBT Pulling Cancelation》，作者是Renaldi Winoto等人，发表于2016年2月的IEEE ISSCC会议。

文献二是指会议论文《A 2×2 MIMO 802.11 abgn/ac WLAN SoC withintegrated T/R switch and on-chip PA delivering VHT80 256QAM 17.5dBm in 55nmCMOS》，作者是Tsung-Ming Chen等人，发表于2014年6月的IEEE RFIC会议。

文献三是指会议论文《A fully integrated 2×2 b/g and 1×2 a-band MIMOWLAN SoC in 45nm CMOS for multi-radio IC》，作者是Rakesh Kumar等人，发表于2013年2月的IEEE ISSCC 会议。

文献四是指会议论文《A reconfigurable dual-band WiFi/BT combotransceiver with integrated 2G/BT SP3T, LNA/PA achieving concurrent receivingand wide dynamic range transmitting in 40nm CMOS》，作者是Meng-Hsiung Hung等人，发表于2017年11月的IEEE A-SSCC会议。

发明内容

本申请所要解决的技术问题是实现射频收发开关在芯片上集成的同时，达到更低插入损耗和更高线性度，进而有效降低系统的复杂度和成本。

为解决上述技术问题，本申请提供了一种集成高性能射频收发开关，包括发射匹配网络、接收匹配网络和三个收发模式选择开关。所述接收匹配网络包括一个电感；天线通过电容一连接电感的第一端，电感的第一端还通过开关一接地一；电感的第二端通过开关二接地二，电感的第二端还连接低噪声放大器。所述发射匹配网络包括平衡-不平衡转换器和电容一，所述平衡-不平衡转换器具有初级线圈和次级线圈，平衡-不平衡转换器的初级线圈与电容一并联；天线连接平衡-不平衡转换器的初级线圈的第一端，所述初级线圈的第二端通过开关三接地一；所述平衡-不平衡转换器的次级线圈连接功率放大器。

本申请提出了一种新型结构的射频收发开关，应用于射频前端，通过控制模式选择开关来实现发射模式和接收模式的切换。其特点是发射模式下几乎不影响功率放大器的负载，可在低电压下实现较高的输出功率并维持发射效率；接收模式下具有较低的插入损耗、更好的隔离度、更容易实现的模式选择开关。

进一步地，当三个开关均闭合时，所述射频收发开关为发射模式；电容一与平衡-不平衡转换器的初级线圈并联在天线与地一之间，构成一个LC并联谐振网络，其谐振频率与发射信号的工作频率一致；功率放大器通过平衡-不平衡转换器将功率放大信号传递到天线；开关二将低噪声放大器的输入端短路到地。在发射模式下，接收通路及接收匹配网络表现为发射通道的一部分以致对插入损耗的影响可以忽略不记。

进一步地，当三个开关均断开时，所述射频收发开关为接收模式；功率放大器关断，天线到地一为高阻；电容一串联在接收路径上，来自天线的射频信号通过电容一和接收匹配网络传递到低噪声放大器。在接收模式下，发射匹配网络表现为高阻，从而有效降低对接收通道噪声指数的影响。

进一步地，所述接收匹配网络改为一个电容，或者改为由电感和电容构成的L型、T型或者π型的LC阻抗匹配网络。这是接收匹配网络的几种变形结构。

本申请还公开了一种集成高性能射频收发开关，包括发射匹配网络、接收匹配网络和四个收发模式选择开关。所述接收匹配网络包括电感、电容二和电容三；天线连接电感的第一端，电感的第二端通过开关一接地一；天线还连接电容二的第一端，电容二的第二端通过开关四接地一；电感的第二端还连接电容三的第一端，电容三的第二端通过开关二接地二，电容三的第二端还连接低噪声放大器。所述发射匹配网络包括平衡-不平衡转换器和电容一，所述平衡-不平衡转换器具有初级线圈和次级线圈，平衡-不平衡转换器的初级线圈与电容一并联；天线连接平衡-不平衡转换器的初级线圈的第一端，所述初级线圈的第二端通过开关三接地一；所述平衡-不平衡转换器的次级线圈连接功率放大器。这是本申请的实施例二，作为实施例一的一种衍生实现方案。

进一步地，当四个开关均闭合时，所述射频收发开关为发射模式；电容一与平衡-不平衡转换器的初级线圈并联在天线与地一之间，构成一个LC并联谐振网络，其谐振频率与发射信号的工作频率一致；功率放大器通过平衡-不平衡转换器将功率放大信号传递到天线；电感和电容二构成另一个LC并联谐振网络；开关二将低噪声放大器的输入端短路到地。在发射模式下，接收通路及接收匹配网络表现为发射通道的一部分以致对插入损耗的影响可以忽略不记。

进一步地，当四个开关均断开时，所述射频收发开关为接收模式；功率放大器关断，天线到地一为高阻；电感与电容形成接收通路上的匹配网络，来自天线的射频信号通过该匹配网络传递到低噪声放大器。在接收模式下，发射匹配网络表现为高阻，从而有效降低对接收通道噪声指数的影响。

进一步地，当ωLg-1/(ωCgs)<0时，电容三等效为一个交流耦合电容和电感串联；当ωLg-1/(ωCgs)>0时，电容三等效为交流耦合电容；其中，Lg为所述电感的电感值，Cgs为低噪声放大器中输入端的寄生电容，ω代表工作频率。在符合特定条件时，电容三首选为交流耦合电容，次选为交流耦合电容和片上电感的串联。相对于片上电感来说，选择交流耦合电容的优势是实现简便，占用芯片面积小，成本低。

可选地，将电容一和电容二合并为一个电容，将开关三和开关四合并为一个开关。这是本申请的实施例二的一种变形的电路结构。

进一步地，合并后的电容既在发射匹配网络中，也在接收匹配网络中。这是对上述变形的结构结构中的发射匹配网络、接收匹配网络的范围和边界进行了说明。

本申请取得的技术效果是实现了射频收发开关集成在射频前端芯片中，同时达到更低插入损耗、更高线性度、更好隔离度、开关更容易实现。

附图说明

图1是带射频收发开关的射频收发机的结构示意图。

图2是本申请提供的集成高性能射频收发开关的实施例一的电路示意图。

图3是本申请提供的集成高性能射频收发开关的实施例二的电路示意图。

图4是本申请提供的集成高性能射频收发开关的实施例二的变形电路示意图。

图中附图标记说明：balun为平衡-不平衡转换器；PA为功率放大器；LNA为低噪声放大器。

具体实施方式

请参阅图2，这是本申请提供的集成高性能射频收发开关的实施例一。所述集成高性能射频收发开关的实施例一包括发射匹配网络、接收匹配网络和三个收发模式选择开关S1、S2、S3，通过控制三个收发模式选择开关S1、S2、S3来实现发射模式和接收模式的切换。接收匹配网络例如包括一个电感Lg。电感Lg的第一端作为接收匹配网络的第一端，电感Lg的第二端作为接收匹配网络的第二端。天线通过电容C1连接接收匹配网络的第一端，该第一端还通过开关S1接地一GND_BALUN。接收匹配网络的第二端通过开关S2接地二GND_LNA，该第二端还连接接收通道的其他器件例如低噪声放大器LNA等。发射匹配网络例如为平衡-不平衡转换器balun与电容C1，所述平衡-不平衡转换器balun具有初级线圈和次级线圈，平衡-不平衡转换器balun的初级线圈与电容C1并联。天线连接平衡-不平衡转换器balun的初级线圈的第一端，所述初级线圈的第二端通过开关S3接地一GND_BALUN。所述平衡-不平衡转换器balun的次级线圈连接发射通道的其他器件例如功率放大器PA等。可以发现，所有的收发模式选择开关S1、S2、S3均为一端接地，比串联在信号通路中的开关更容易偏置，且具有更低的插入损耗，同时其线性度对电路影响较小。地一GND_BALUN是平衡-不平衡转换器的地，地二GND_LNA是低噪声放大器的地，两者相互独立。如果不做区分，那么在发射模式下地一GND_BALUN上的电压摆幅很大，有可能会损坏低噪声放大器LNA中的晶体管。

作为示例，图2中的接收匹配网络仅为一个电感Lg。所述接收匹配网络也可以根据低噪声放大器LNA的结构以及陷波特性需求的不同有一定变形，例如变形为一个电容器件，或者变形为由电感器和电容器构成的L型、T型或者π型等稍复杂的LC阻抗匹配网络。

所述实施例一如需切换至发射模式，三个开关S1、S2、S3均闭合。电容C1与平衡-不平衡转换器balun的初级线圈并联在天线与地一GND_BALUN之间，构成一个LC并联谐振网络，其谐振频率与发射信号的工作频率一致。功率放大器PA通过平衡-不平衡转换器balun将功率放大信号传递到天线。开关S2将低噪声放大器LNA的输入端短路到地，避免发射的大功率信号传输到低噪声放大器LNA电路从而影响器件可靠性避免对其造成损坏。在发射模式下，接收通路及接收匹配网络表现为发射通道的一部分以致对插入损耗的影响可以忽略不记。

所述实施例一如需切换至接收模式，三个开关S1、S2、S3均断开。功率放大器PA关断，天线到地一GND_balun为高阻以降低接收信号的衰减。电容C1串联在接收路径上，来自天线的射频信号通过电容C1和接收匹配网络传递到低噪声放大器LNA。在接收模式下，发射匹配网络表现为高阻，从而有效降低对接收通道噪声指数的影响。

请参阅图3，这是本申请提供的集成高性能射频收发开关的实施例二。所述集成高性能射频收发开关的实施例二包括发射匹配网络、接收匹配网络和四个收发模式选择开关S1、S2、S3、S4，通过控制四个收发模式选择开关S1、S2、S3、S4来实现发射模式和接收模式的切换。接收匹配网络例如包括电感Lg、电容C2和电容C3。电感Lg的第一端与电容C2的第一端相连，作为接收匹配网络的第一端。电容C3的第二端作为接收匹配网络的第二端。天线连接电感Lg的第一端，电感Lg的第二端通过开关S1接地一GND_BALUN。天线还连接电容C2的第一端，电容C2的第二端通过开关S4接地一GND_BALUN。电感Lg的第二端还连接电容C3的第一端，电容C3的第二端通过开关S2接地二GND_LNA，电容C3的第二端还连接接收通道的其他器件例如低噪声放大器LNA等。发射匹配网络例如包括平衡-不平衡转换器balun和电容C1。平衡-不平衡转换器balun具有初级线圈和次级线圈，平衡-不平衡转换器balun的初级线圈与电容C1并联。天线连接平衡-不平衡转换器balun的初级线圈的第一端，所述初级线圈的第二端通过开关S3接地一GND_BALUN。所述平衡-不平衡转换器balun的次级线圈连接发射通道的其他器件例如功率放大器PA等。可以发现，所有的收发模式选择开关S1、S2、S3、S4均为一端接地，比串联在信号通路中的开关更容易偏置，且具有更低的插入损耗，同时其线性度对电路影响较小。

所述实施例二如需切换至发射模式，四个开关S1、S2， S3、S4均闭合。电容C1与平衡-不平衡转换器balun的初级线圈并联在天线与地一GND_BALUN之间，构成一个LC并联谐振网络，其谐振频率与发射信号的工作频率一致。功率放大器PA通过平衡-不平衡转换器balun将功率放大信号传递到天线。电感Lg和电容C2构成另一个LC并联谐振网络，从而有效提高其等效阻抗以尽可能降低对功率放大器PA的负载效应。开关S2将低噪声放大器LNA的输入端短路到地，避免发射的大功率信号传输到低噪声放大器LNA电路从而影响器件可靠性避免对其造成损坏。在发射模式下，接收通路及接收匹配网络表现为发射通道的一部分以致对插入损耗的影响可以忽略不记。

所述实施例二如需切换至接收模式，四个开关S1、S2、S3、S4均断开。功率放大器PA关断，天线到地一GND_balun为高阻以降低接收信号的衰减。电感Lg串联在接收路径上并与电容C3形成接收通路上的匹配网络，来自天线的射频信号通过该匹配网络传递到低噪声放大器LNA。在接收模式下，发射匹配网络表现为高阻，从而有效降低对接收通道噪声指数的影响。

基于对典型天线阻抗共轭匹配的需求，当ωLg-1/(ωCgs)<0时，电容C3的阻抗应该表现为电感特性，可以等效为由一个交流耦合电容和电感串联实现。当ωLg-1/(ωCgs)>0时，电容C3为交流耦合电容。其中，Lg为电感Lg的电感值，Cgs为低噪声放大器LNA输入端的寄生电容，ω代表工作频率。

所述实施例二中，电容C1和开关S3构成天线与地一GND_BALUN之间的一条串联支路，电容C2和开关S4构成天线与地一GND_BALUN之间的另一条串联支路。作为一种变形，电容C1和电容C2可以合并为一个电容C12，开关S3和开关S4可以合并为一个开关S34，如图4所示，此时相当于删除了一条上述串联支路。此时电容C12可认为既在发射匹配网络中，也在接收匹配网络中。

本申请提供的集成高性能射频收发开关具有如下几方面的有益效果。

其一，发射模式下，低噪声放大器及其接收匹配网络不会构成对功率放大器的负载，同时闭合状态的开关对功率放大器线性度的影响可以降到最低。电容一可以与平衡-不平衡转换器一起构成功率放大器的阻抗转换网络，从而达到需要的输出功率。

其二，接收模式下具有更低的插入损耗。接收模式下，开关三断开，平衡-不平衡转换器到地一具有更高的阻抗，从而引入降低插入损耗。

其三，具有更好的隔离度。发射模式下，开关一和开关二都闭合到地。来自天线的大功率信号经过了两级衰减传递至低噪声放大器，因此具有更好的隔离度。

其四，开关更容易实现：所有的开关均为一端接地，比串联在信号通路中的开关更容易偏置，且具有更低的插入损耗，同时其线性度对电路影响较小。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种集成高性能射频收发开关，其特征是，包括发射匹配网络、接收匹配网络和四个收发模式选择开关；

所述接收匹配网络包括电感、电容二和电容三；天线连接电感的第一端，电感的第二端通过开关一接地一；天线还连接电容二的第一端，电容二的第二端通过开关四接地一；电感的第二端还连接电容三的第一端，电容三的第二端通过开关二接地二，电容三的第二端还连接低噪声放大器；

所述发射匹配网络包括平衡-不平衡转换器和电容一，所述平衡-不平衡转换器具有初级线圈和次级线圈，平衡-不平衡转换器的初级线圈与电容一并联；天线连接平衡-不平衡转换器的初级线圈的第一端，所述初级线圈的第二端通过开关三接地一；所述平衡-不平衡转换器的次级线圈连接功率放大器；

当四个开关均闭合时，所述射频收发开关为发射模式；电容一与平衡-不平衡转换器的初级线圈并联在天线与地一之间，构成一个LC并联谐振网络，其谐振频率与发射信号的工作频率一致；功率放大器通过平衡-不平衡转换器将功率放大信号传递到天线；电感和电容二构成另一个LC并联谐振网络；开关二将低噪声放大器的输入端短路到地；

当四个开关均断开时，所述射频收发开关为接收模式；功率放大器关断，天线到地一为高阻；电感与电容三形成接收通路上的匹配网络，来自天线的射频信号通过该匹配网络传递到低噪声放大器。

2.根据权利要求1所述的集成高性能射频收发开关，其特征是，当ωLg-1/(ωCgs)<0时，电容三等效为一个交流耦合电容和电感串联；当ωLg-1/(ωCgs)>0时，电容三等效为交流耦合电容；其中，Lg为所述电感的电感值，Cgs为低噪声放大器中输入端的寄生电容，ω代表工作频率。

3.根据权利要求1所述的集成高性能射频收发开关，其特征是，将电容一和电容二合并为一个电容，将开关三和开关四合并为一个开关。

4.根据权利要求3所述的集成高性能射频收发开关，其特征是，合并后的电容既在发射匹配网络中，也在接收匹配网络中。

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