CN110890616A - 一种电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电子设备，包括第一天线、第二天线、第一移相网络、第一匹配网络、第二移相网络、第二匹配网络、并联电纳网络和第一滤波网络，第一移相网络的第一端与第一天线电连接，第二端通过第一匹配网络与第一馈电端口电连接；第二移相网络的第一端与第二天线电连接，第二端通过第二匹配网络与第二馈电端口电连接；第一移相网络的第二端通过并联电纳网络与第二移相网络的第二端电连接；第一滤波网络用于滤除第一频段范围的信号，第一频段范围至少包括第二天线的部分工作频段范围，且不包括第一天线的工作频段范围。本发明实施例可以实现对多频天线，进行频率重合频段的解耦，同时又大大减弱多其余频段的影响，保证其余频段的隔离和天线性能。

Description

一种电子设备

技术领域

本发明涉及通信设备技术领域，尤其涉及一种电子设备。

背景技术

随着通信技术的发展，多入多出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)作为5G(第五代移动通信)的一项核心技术，越来越受到重视，对于天线而言，频段要求越来越宽，数量也越来越多。而在我们使用的终端中，比如智能手机，平板，笔记本等，其物理尺寸是有限的，这就不可避免的造成了有限的设计空间与更多的天线需求的矛盾。天线设计空间的减少意味着各天线间间距的减小，一般来说，天线间的隔离度就会下降，天线辐射性能受到影响。

在学术界提出了各种解耦方法，其中一类比如寄生解耦结构，缺陷地结构，电磁带隙结构等等，这些方法通过设计某些特殊的电磁特性结构进行解耦，理论上可行，但在我们智能终端工程设计操作上限制性特别大，要么需要额外的很大的空间，要么严重影响到其他功能模块的设计，基本不可行。另一类偏向于电路的解耦方法，比如解耦匹配网络(Decoupling Matching Network，DMN)，包含解耦网络和匹配网络两部分，具有窄带特性(一般也只考虑其窄带上的使用，对于多频带或宽带，其解决方案庞大无比)，而手机天线为了节省空间一般设计成多频段，或开关切换覆盖多频段的天线，这种常规的DMN技术手段就不适用了。对于多频段的天线的解耦，成为了亟需解决的问题。

发明内容

本发明实施例提供一种电子设备，以解决多频段的天线的解耦的问题。

本发明实施例提供了一种电子设备，该电子设备包括第一天线、第二天线、第一移相网络、第一匹配网络、第二移相网络、第二匹配网络、并联电纳网络和第一滤波网络，其中，

所述第一移相网络的第一端与所述第一天线电连接，第二端通过所述第一匹配网络与第一馈电端口电连接；

所述第二移相网络的第一端与所述第二天线电连接，第二端通过所述第二匹配网络与第二馈电端口电连接；

所述第一移相网络的第二端通过所述并联电纳网络与所述第二移相网络的第二端电连接；

所述第一滤波网络与所述第一匹配网络电连接，用于滤除第一频段范围的信号，所述第一频段范围至少包括所述第二天线的部分工作频段范围，且不包括所述第一天线的工作频段范围。

本发明实施例，通过设置第一滤波网络与第一匹配网络连接，且第一滤波网络滤除的第一频段范围包括第二天线的工作频段，不包含第一天线的工作频段，这样第一滤波网络可以对第二天线的部分工作频段的信号滤波，对第一天线的工作频段的信号不滤波。因此，本发明实施例可以实现对多频天线，进行频率重合频段的解耦，同时又大大减弱多其余频段的影响，保证其余频段的隔离和天线性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获取其他的附图。

图1是本发明实施例提供的电子设备的结构图；

图2是传统双天线系统中第二天线工作在B3频段时双天线系统的S参数曲线示意图；

图3是传统双天线系统中第二天线工作在B1/39频段时双天线系统的S参数曲线示意图；

图4是传统双天线系统中第二天线工作在B40频段时双天线系统的S参数曲线示意图；

图5是传统双天线系统中第二天线工作在B41频段时双天线系统的S参数曲线示意图；

图6是本发明实施例电子设备中第二天线工作在B3频段时双天线系统的S参数曲线与图2中的S12曲线对比图；

图7是本发明实施例电子设备中第二天线工作在B1/39频段时双天线系统的S参数曲线与图3中的S12曲线对比图；

图8是本发明实施例电子设备中第二天线工作在B40频段时双天线系统的S参数曲线与图4中的S12曲线对比图；

图9是本发明实施例电子设备中第二天线工作在B41频段时双天线系统的S参数曲线与图5中的S12曲线对比图；

图10本发明实施例电子设备中移除第二滤波网络时，第二天线工作在B40频段的情况下S12曲线与图8中S12曲线对比图；

图11是图8对应的第一天线的效率和图4对应的第一天线的效率对比图；

图12是图8对应的第二天线的效率和图4对应的第二天线的效率对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获取的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

除非另作定义，本发明中使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。

参照图1，本发明实施例提供了一种电子设备，该电子设备包括第一天线101、第二天线102、第一移相网络103、第一匹配网络104、第二移相网络105、第二匹配网络106、并联电纳网络107和第一滤波网络108，其中，

所述第一移相网络103的第一端与所述第一天线101电连接，第二端通过所述第一匹配网络104与第一馈电端口电连接；

所述第二移相网络105的第一端与所述第二天线102电连接，第二端通过所述第二匹配网络106与第二馈电端口电连接；

所述第一移相网络103的第二端通过所述并联电纳网络107与所述第二移相网络105的第二端电连接；

所述第一滤波网络108与所述第一匹配网络104电连接，用于滤除第一频段范围的信号，所述第一频段范围至少包括所述第二天线102的部分工作频段范围，且不包括所述第一天线101的工作频段范围。

本发明实施例中，上述第一馈电端口和第二馈电端口连接不同的馈源，以供第一天线101和第二天线102进行馈电。可选的，上述第一天线101的工作频段范围可以包括一个频段范围或者多个频段范围，上述第二天线102的工作频段范围包括至少两个频段范围。

可选的，第一天线101和第二天线102在工作频率重合或工作频率接近的频段，天线间(第一天线101和第二天线102之间)的S参数满足：S11<-5dB、S22<-5dB、S12＝S21>-10dB。

可选的，第一天线101和第二天线102在经过对应的第一移相网络103和第二移相网络105，并经过并联电纳网络107之后，在工作频率重合或工作频率接近的频段，也就是解耦频段的S12<-10dB。上述第一匹配网络104和第二匹配网络106对双天线各自对应的所有工作频段的阻抗进行匹配，使得第一天线101和第二天线102在各自的所有工作频段上满足S11<-5dB，S22<-5dB。

可选的，第一天线101在经过第一移相网络103、第一匹配网络104、并联电纳网络107和第一滤波网络108之后，使得第一天线101在所有工作频段上满足S11<-5dB，S22<-5dB，S12<-10dB。第二天线102在经过第二移相网络105、第二匹配网络106、并联电纳网络107和第二滤波网络109之后，使得第二天线102在所有工作频段上满足S11<-5dB，S22<-5dB，S12<-10dB。

例如，在一可选实施例中，第一天线101和第二天线102靠近放置导致隔离度较差，在一些频率重合或靠近的工作频段范围S12>-10dB，同时在其余工作频段范围内基本满足S11<-5dB，S22<-5dB；第一移相网络103和第二移相网络105使得耦合的第一天线101和第二天线102在需求解耦的频段的S12相位移动到±90度附近；并联电纳网络107消除需求解耦频段互导纳的虚部值；第一匹配网络104和第二匹配网络106使得经过第一移相网络103和第二移相网络105以及并联电纳网络107后的天线阻抗获得匹配优化；第一滤波网络108对第二天线102的部分工作频段的信号滤波，对第一天线101的工作频段的信号不滤波。

本发明实施例，通过设置第一滤波网络108与第一匹配网络104连接，且第一滤波网络108滤除的第一频段范围包括第二天线102的工作频段，不包含第一天线101的工作频段，这样第一滤波网络108可以对第二天线102的部分工作频段的信号滤波，对第一天线101的工作频段的信号不滤波。因此，本发明实施例可以实现对多频天线，进行频率重合频段的解耦，同时又大大减弱多其余频段的影响，保证其余频段的隔离和天线性能。

需要说明的是，本发明实施例提供的电子设备的解耦方案，相对于现有技术中的DMN窄带解耦特性得到改善，在电子设备常见的天线布局：双天线邻近放置且具有单频段重叠、多频、宽频和开关可切换的特性下也变得适用。而且占用的额外空间很小，方案简明易操作，在未来5G电子设备天线解耦合设计中，具有很大潜力。

进一步的，基于上述实施例中，还可以在第二匹配网络106处设置滤波网络对第一天线101的工作频段进行滤波，对第二天线102的工作频段不进行滤波。具体的，本实施例中，上述电子设备还包括第二滤波网络109，所述第二滤波网络109与所述第二匹配网络106电连接，用于滤除第二频段的信号，所述第二频段范围至少包括所述第一天线101的部分工作频段，且不包括所述第二天线102的工作频段。

需要说明的是，当第一天线101和第二天线102具有重合或靠近的工作频段时，上述第一频段范围包括第二天线102的部分工作频段，上述第二频段范围包括第一天线的部分工作频段。

本实施例中，可选的，第一天线101和第二天线102在工作频率重合或工作频率接近的频段，天线间(第一天线101和第二天线102之间)的S参数满足：S11<-5dB、S22<-5dB、S12＝S21>-10dB。

可选的，第一天线101和第二天线102在经过对应的第一移相网络103和第二移相网络105，并经过并联电纳网络107之后，在工作频率重合或工作频率接近的频段，也就是解耦频段的S12<-10dB。上述第一匹配网络104和第二匹配网络106对双天线各自对应的所有工作频段的阻抗进行匹配，使得第一天线101和第二天线102在各自的所有工作频段上满足S11<-5dB，S22<-5dB。

可选的，第一天线101在经过第一移相网络103、第一匹配网络104、并联电纳网络107和第一滤波网络108之后，使得第一天线101在所有工作频段上满足S11<-5dB，S22<-5dB，S12<-10dB。第二天线102在经过第二移相网络105、第二匹配网络106、并联电纳网络107和第二滤波网络109之后，使得第二天线102在所有工作频段上满足S11<-5dB，S22<-5dB，S12<-10dB。

在一可选实施例中，所述第一天线101的工作频段范围包括第三频段范围和第四频段范围，所述第二天线102的工作频段范围包括第五频段范围；所述第五频段范围与所述第三频段范围至少部分重合或者所述第五频段范围与所述第三频段范围的间隔小于或等于200MHz，且所述第五频段范围与所述第四频段范围的间隔大于200MHz。本实施例中，上述第四频段范围可以理解为一个或者多个频段范围，可选的，上述第二频段范围包括第四频段范围中的部分或者全部。

在另一可选实施例中，上述第一天线101的工作频段范围包括第三频段范围，所述第二天线102的工作频段范围包括第五频段范围和第六频段范围；所述第三频段范围与所述第五频段范围至少部分重合或者所述第三频段范围与所述第五频段范围的间隔小于200MHz，且所述第三频段范围与所述第六频段范围的间隔大于200MHz。本实施例中，上述第六频段范围可以理解为一个或者多个频段范围，可选的，上述第一频段范围包括第六频段范围中的部分或者全部。需要说明的是，本实施例中，上述第一天线除了包括上述第三频段范围，还可以包括上述第四频段范围。换句话说，本发明实施例中，上述第一天线101和第二天线102各自都可以工作在多个频段范围。

应理解，上述第一滤波网络108和第二滤波网络109的结构根据实际需要进行设置，例如，在一实施例中，该第一滤波网络108为LC滤波器，该第二滤波网络109为LC滤波器。

可选的，上述第一滤波网络108和第二滤波网络109可以为1阶串联LC滤波器。也就是说，上述LC滤波器包括一个电容和一个电感，所述电容和电感串联。由于采用1阶串联LC滤波器，可以减小LC滤波器占用的空间，适用于小型化设计的电子设备，同时可以减小成本。

进一步的，上述第二滤波网络109与第二匹配网络106的连接方式可以根据实际需要进行设置，例如，在一实施例中，上述第二滤波网络109可以位于第二匹配网络106之前，或者位于第二匹配网络106之后。还可以连接在第二匹配网络106内部。其次，第一滤波网络108与第一匹配网络104的连接方式可以同第二滤波网络109与第二匹配网络106的连接方式一致。例如在一可选实施例中，上述第二滤波网络109的一端与接地端电连接，另一端与所述第二移相网络105的第二端电连接。可选的，第一滤波网络108的一端与接地端电连接，另一端与所述第一移相网络103的第二端电连接。

可选的，上述第一天线101的天线类型和第二天线102的天线类型均可以根据实际需要进行设置，具体的，第一天线101和第二天线102的天线类型可以相同或者不同。本实施例中，上述第一天线101的天线类型为以下之一：倒置F天线(IFA天线)、环形天线(Loop天线)、平板倒置F天线(PIFA天线)、单极天线(Monopole天线)、双极天线(dipole天线)、贴片天线、缝隙天线和介质谐振天线；

上述第二天线102的天线类型为以下之一：倒置F天线、环形天线、平板倒置F天线、单极天线、双极天线、贴片天线、缝隙天线和介质谐振天线。

可选的，上述第一移相网络103和第二移相网络105可以由传输线构成，该传输线种类可以包括微带线、带状线、共面波导和同轴线之一。具体的，传输线特征阻抗在20-200欧姆之间，其长度由所述两支相互耦合的天线在所述工作频率重合或工作频率接近的频段的中心频点S12的相位决定。

可选的，并联电纳网络107由传输线、电感和电容中的一种或多种构成，当为多种时，可以为串并联或混联。

可选的，上述第一滤波网络108和第二滤波网络109所组成的器件可以为高Q值器件。

为了更好的说明本发明的提供的电子设备的解耦特性，以下结合图2至图10对不同频段的不同参数的测试曲线进行详细说明。以下实施例中，以第一天线101和第二天线102都为IFA形式构成的双天线结构为例进行说明，例如，第一天线101和第二天线102的接地端连接在一起，第一天线101工作在WiFi2.4G(2400MHz-2500MHz)以及n78(3400MHz-3600MHz)频段；第二天线102通过4中开关状态进行频段切换协调，第二天线102工作在LTEB1/3/39/40/41(1710MHz-2655MHz)。因此，第一天线101和第二天线102具有频率相近(频率间隔小于200MHz)的频段：WiFi2.4GHz以及B40/41频段。

在第一实施例中，基于图1所示，在无第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109的情况下，第一匹配网络104优化第一天线101的阻抗，使得第一天线101在WiFi2.4G(2400MHz-2500MHz)以及n78(3400MHz-3600MHz)频段S11<-5dB；第二匹配网络106优化第二天线102的阻抗，使得开关切换不同状态下，第二天线102工作在LTE B1/3/39/40/41(1710MHz-2655MHz)基本满足S22<-5dB。

在第二实施例中，如图1所示，在有第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109的情况下，待解耦频段设置为2300MHz-2500MHz，第一移相网络103和第二移相网络105将S12在2400MHz的相位移动到-90度附近，同时满足Y12在2400MHz的实部等于0或其绝对值小于0.003；并联电纳网络107使得Y12在2400MHz的虚部等于0或其绝对值小于0.003。第一移相网络103、第二移相网络105和并联电纳网络107完成对2300MHz-2500MHz的解耦工作。第一滤波网络108对第二天线102的部分工作频段1710MHz-2170MHz起到滤波效果；第二滤波网络109对第一天线101的工作频段n78(3400MHz-3600MHz)进行滤波，以消除第一移相网络103、第二移相网络105和并联电纳网络107对其余频段的阻抗和隔离影响。第一匹配网络104和第二匹配网络106优化解耦滤波后的双天线阻抗，最终使得第一天线101在WiFi2.4G(2400MHz-2500MHz)以及n78(3400MHz-3600MHz)频段S11<-5dB，第二天线102在LTE B1/3/39/40/41(1710MHz-2655MHz)满足S22<-5dB，同时在第一天线101和第二天线102的工作频段上S12<-10dB。

参照图2至图5，图2至图5是本发明实施例第二天线工作分别在B3频段、B1/39频段、B40频段和B41频段时，无第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109的情况下，双天线的S参数曲线。在图2至图5中，实线(201)为第一天线101的S11，点线(202)为第二天线的S22，虚线(203)为第一天线101和第二天线102间的S12。

在图2中，A2表示在2400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-7.8907dB；B2表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-7.666dB；C2表示在3400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-5.3116dB；D2表示在3600MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-10.422dB；E2表示在1770.5MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-11.167dB；F2表示在1710MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-5.4075dB；G2表示在1880MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-4.5235dB。

在图3中，A3表示在2400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-8.3721dB；B3表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-8.007dB；C3表示在3400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-5.2882dB；D3表示在3600MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-10.383dB；E3表示在2709MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-9.8979dB；F3表示在1880MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-3.1462dB；G3表示在2170MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-7.2623dB。

在图4中，A4表示在2400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-10.363dB；B4表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-10.422dB；C4表示在3400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-5.2922dB；D4表示在3600MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-10.385dB；E4表示在2300MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-6.5729dB；F4表示在2400MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-10.026dB；G4表示在2300MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-8.7184dB；H4表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-8.6699dB。

在图5中，A5表示在2400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-11.257dB；B5表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-11.773dB；C5表示在3400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-5.2792dB；D5表示在3600MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-10.371dB；E5表示在2500MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-9.9143dB；F5表示在2650MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-12.658dB；G5表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-8.3399dB；H5表示在2650MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-10.777dB。

结合图2至图5所示，可以得出：第二天线102工作在B3频段时，双天线的S11、S22以及S12满足需求；第二天线102工作在B1/39频段时，双天线在B1频段的S12>-10dB，不满足隔离要求；第二天线102工作在B40频段时，双天线在B40和WiFi2.4G频段的S12>-10dB，不满足隔离要求；第二天线102工作在B41频段时，双天线在B41和WiFi2.4G频段的S12>-10dB，不满足隔离要求。

参照图6至图9，图6至图9是本发明实施例第二天线工作分别在B3频段、B1/39频段、B40频段和B41频段时，有第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109的情况下，双天线的S参数曲线。在图6至图9中，粗实线(601)为第一天线101的S11，点线(602)为第二天线的S22，虚线(603)为第一天线101和第二天线102间的S12，细实线(203)为图2至图5中第二天线102的对应工作频段下的S12。

在图6中，A6表示在2363.9MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-9.4034dB；B6表示在2501.8MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-7.6082dB；C6表示在3417.8MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-10.13dB；D6表示在3588MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-10.306dB；E6表示在1710MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-15.757dB；F6表示在1699MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-5.4475dB；G6表示在1850.3MHz的工作频段下，第二天线102的S22为-4.9507dB；H6表示在1880MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-12.91dB。

在图7中，A7表示在1880MHz的工作频段下，第二天线的S22为-5.3503dB；B7表示在2170MHz的工作频段下，第二天线的S22为-6.1055dB；C7表示在2400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-12.299dB；D7表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-7.7dB；E7表示在3400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-9.469dB；F7表示在3600MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-9.5265dB；G7表示在1880MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-12.787dB；H7表示在2170MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-10.605dB。

在图8中，A8表示在2300MHz的工作频段下，第二天线的S22为-9.4273dB；B8表示在2400MHz的工作频段下，第二天线的S22为-8.845dB；C8表示在2400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-12.163dB；D8表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-7.6169dB；E8表示在3400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-9.472dB；F8表示在3600MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-9.4543dB；G8表示在2300MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-13.291dB；H8表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-16.866dB。

在图9中，A9表示在2500MHz的工作频段下，第二天线的S22为-9.8417dB；B9表示在2650MHz的工作频段下，第二天线的S22为-9.3997dB；C9表示在2400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-12.886dB；D9表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-8.0238dB；E9表示在3400MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-9.4372dB；F9表示在3600MHz的工作频段下，第一天线101的S11为-9.4135dB；G9表示在2500MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-16.698dB；H9表示在2650MHz的工作频段下，第一天线101和第二天线102间的S12为-11.4dB。

结合图6至图9所示，可以得出：第二天线102工作在B3频段时，双天线的S11，S22以及S12满足需求，并且在B3部分频点的S12有改善；第二天线102工作在B1/39频段时，双天线的S11，S22以及S12满足需求，并且在B1/39部分频点以及WiFi2.4G的S12有改善；第二天线102工作在B40频段时，双天线的S11，S22以及S12满足需求，并且在B40和WiFi2.4G频段的S12有大幅改善；第二天线102工作在B41频段时，双天线的S11，S22以及S12满足需求，并且在B41和WiFi2.4G频段的S12有大幅改善。同时在n78频段一直能保证很好的隔离。

进一步的，参照图10，图10为对应图1中移除第二滤波网络109时，第二天线102工作在B40频段的情况下，S12曲线与图8中S12曲线。在图10中，细实线(1001)为第一天线101的S11，点线(1002)为第二天线102的S22，粗实线(1003)为第一天线101和第二天线102间的S12，虚线(603)为图8中S12曲线。将虚线(603)与粗实线(1003)进行比较可以得出：移除第二滤波网络109，对于第二天线102其解耦方案变为了传统的DMN解耦方案，只具有窄带解耦特性，在2300MHz-2500MHz解隔离后对别的频段(本实施例中为对第一天线101的n78频段3400MHz-3600MHz)的隔离特性造成了严重影响，隔离恶化(并联电纳网络107相当于在两天线间对于其他非解耦合目标频段提供了一条直通通路，恶化了隔离)。这也是传统DMN方法的一个局限性所在，同时也反应出了本发明具有更强的适用性。

进一步的，参照图11和图12，图11为图8对应的第一天线101的效率和图4对应的第一天线101的效率对比图，图12为图8对应的第二天线102的效率和图4对应的第二天线102的效率对比图。在图11中，细实线(1101)为无第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109时，第一天线的辐射效率曲线；点线(1102)为有第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109时，第一天线的辐射效率曲线；粗实线(1103)为无第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109时，第一天线的总效率曲线；虚线(1104)为有第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109时，第一天线的总效率曲线。在图12中，细实线(1201)为无第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109时，第二天线的辐射效率曲线；点线(1202)为有第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109时，第二天线的辐射效率曲线；粗实线(1203)为无第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109时，第二天线的总效率曲线；虚线(1204)为有第一移相网络103、第二移相网络105、并联电纳网络107、第一滤波网络108和第二滤波网络109时，第二天线的总效率曲线。基于图11和图12可知，对应于第一天线101的WiFi2.4G频段以及第二天线102的B40(2300MHz-2400MHz)频段，天线的辐射效率和总效率都有提升。

以上，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种电子设备，其特征在于，包括第一天线、第二天线、第一移相网络、第一匹配网络、第二移相网络、第二匹配网络、并联电纳网络和第一滤波网络，其中，

所述第一移相网络的第一端与所述第一天线电连接，第二端通过所述第一匹配网络与第一馈电端口电连接；

所述第二移相网络的第一端与所述第二天线电连接，第二端通过所述第二匹配网络与第二馈电端口电连接；

所述第一移相网络的第二端通过所述并联电纳网络与所述第二移相网络的第二端电连接；

所述第一滤波网络与所述第一匹配网络电连接，用于滤除第一频段范围的信号，所述第一频段范围至少包括所述第二天线的部分工作频段范围，且不包括所述第一天线的工作频段范围。

2.根据权利要求1所述的电子设备，其特征在于，所述电子设备还包括第二滤波网络，所述第二滤波网络与所述第二匹配网络电连接，用于滤除第二频段范围的信号，所述第二频段范围至少包括所述第一天线的部分工作频段，且不包括所述第二天线的工作频段。

3.根据权利要求2所述的电子设备，其特征在于，所述第二滤波网络为LC滤波器。

4.根据权利要求2所述的电子设备，其特征在于，所述第一天线的工作频段范围包括第三频段范围和第四频段范围，所述第二天线的工作频段范围包括第五频段范围；所述第五频段范围与所述第三频段范围至少部分重合或者所述第五频段范围与所述第三频段范围的间隔小于或等于200MHz，且所述第五频段范围与所述第四频段范围的间隔大于200MHz。

5.根据权利要求2所述的电子设备，其特征在于，所述第二滤波网络的一端与接地端电连接，另一端与所述第二移相网络的第二端电连接。

6.根据权利要求1所述的电子设备，其特征在于，所述第一滤波网络为LC滤波器。

7.根据权利要求3或6所述的电子设备，其特征在于，所述LC滤波器包括一个电容和一个电感，所述电容和电感串联。

8.根据权利要求1所述的电子设备，其特征在于，所述第一天线的工作频段范围包括第三频段范围，所述第二天线的工作频段范围包括第五频段范围和第六频段范围；所述第三频段范围与所述第五频段范围至少部分重合或者所述第三频段范围与所述第五频段范围的间隔小于200MHz，且所述第三频段范围与所述第六频段范围的间隔大于200MHz。

9.根据权利要求1所述的电子设备，其特征在于，所述第一天线的天线类型为以下之一：倒置F天线、环形天线、平板倒置F天线、单极天线、双极天线、贴片天线、缝隙天线和介质谐振天线；

所述第二天线的天线类型为以下之一：倒置F天线、环形天线、平板倒置F天线、单极天线、双极天线、贴片天线、缝隙天线和介质谐振天线。

10.根据权利要求1所述的电子设备，其特征在于，所述第一滤波网络的一端与接地端电连接，另一端与所述第一移相网络的第二端电连接。

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