CN110771000A - 用双逆变器驱动经dc电网对电动车辆的恒定电流快速充电 - Google Patents

用双逆变器驱动经dc电网对电动车辆的恒定电流快速充电 Download PDF

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Abstract

一种用于控制从DC源到至少一个逆变器电路的充电输入的开关电路，每个逆变器电路对应于至少一个相应电池，所述开关电路具备开关装置，其在与所述逆变器电路和所述DC源串联定位时，所述开关装置被配置为控制提供到所述至少一个相应电池的所述充电输入，所述开关装置能够基于所述至少一个相应电池的至少一个电压而结合所述至少一个逆变器电路中的开关来控制。

Description

用双逆变器驱动经DC电网对电动车辆的恒定电流快速充电
交叉引用
本申请是标题均为“CONSTANT CURRENT FAST CHARGING OF ELECTRIC VEHICLESVIA DC GRID USING DUAL INVERTER DRIVE”的2017年6月15日提交的美国申请号6/519946、2017年12月19日提交的美国申请号62/607549、2017年10月23日提交的加拿大申请号2983328的非临时性申请，并要求所述非临时性申请的所有利益，包括其优先权，所述非临时性申请均以引用方式并入本文。
技术领域
本公开的实施方案总体涉及电子充电领域，并且一些实施方案特别涉及车辆的电子充电领域。
背景技术
电动车辆有可能降低占全球总消耗的27％的运输行业的能量消耗[1]。随着电动车辆在不久将来的快速部署，消费者将期待更大的驱动范围和快速充电速率。AC 1级和2级充电以及DC充电是目前可用的充电方法。DC充电是比AC 1级或2级充电更有吸引力的选择，因为它有可能在不到一小时的时间内将电动车辆充满电[2]。国际电工委员会(IEC)已经建立了标准化的连接器协议(CHAdeMO，联合充电系统等)，这些接口协议可与由AC或DC电源馈送的充电系统通过接口连接[3]。
由于车辆的物理尺寸和质量限制，现有的快速充电器要求电动车辆供电设备(EVSE)以非车载方式安装。EVSE通常由整流器、LC滤波器和大功率DC/DC转换器组成。与AC级充电单元(200美元/千瓦-300美元/千瓦)不同，DC快速充电装置(400美元/千瓦)由于功率水平和系统复杂性的增加，相比之下成本更高[4]。额定用于较高安培数的部件会增加成本。因此，优选的是部件计数较小并且充电器复杂性较低。
发明内容
现有的集成式充电器被配置为从单相或三相AC网络充电。随着DC电网的快速兴起，开发高效率、低成本、与直流电出口通过接口连接的集成式充电器越来越受到人们的关注。本申请描述了一种新的集成式充电器，在一些实施方案中，所述集成式充电器可从新兴DC配电网络提供电动车辆快速充电。在不存在DC电网的情况下，所述充电器可另选地从简单的不受控整流器进行馈送。提出的充电器利用先前开发用于高速驱动应用的双逆变器拓扑。通过将充电器入口连接到牵引逆变器的差动端，可实现先前使用基于单个牵引驱动的集成式充电器不能获得的宽电池电压范围的充电。11kW的实验设置展示了使用对双存储介质的恒定电流控制和能量平衡进行的快速充电。为了使充电器对DC配电网络的谐波影响最小化，展示了互补和交错开关方法的组合。
根据一个方面，提供一种DC充电电路，所述DC充电电路包括：第一逆变器模块，所述第一逆变器模块对应于第一电池；第二逆变器模块，所述第二逆变器模块对应于第二电池；以及DC端子，所述DC端子分接所述第一逆变器模块的高侧和所述第二逆变器模块的低侧。
根据另一方面，提供一种用于控制从DC源到至少一个逆变器电路的充电输入的任选前端开关电路，每个逆变器电路对应于至少一个相应电池。所述任选前端开关电路是用于通过接口连接到高电压DC输入端的附加装置。
特别地，所述前端开关电路可用于将所述DC充电电路连接到高电压DC网络。所述前端开关电路包括：开关装置，所述开关装置在与所述至少一个逆变器电路和所述DC源串联定位时，所述开关装置控制提供到所述至少一个相应电池的所述充电输入，所述开关装置能够基于所述至少一个相应电池的至少一个电压而结合所述至少一个逆变器电路中的开关来控制。
在一个方面，提供一种DC充电电路，所述DC充电电路包括：第一逆变器模块，所述第一逆变器模块对应于第一电池；第二逆变器模块，所述第二逆变器模块对应于第二电池；以及DC端子，所述DC端子分接所述第一逆变器模块的高侧和所述第二逆变器模块的低侧。
在另一方面，所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块各自包括以级联方式与所述DC端子以及所述第一电池和所述第二电池连接的一组三个半桥开关网络。
在另一方面，所述方法包括：使用所述第一逆变器模块与所述第二逆变器模块之间的开关的互补开关来控制所述开关网络。
在另一方面，所述方法包括：使用平行相之间的交错开关来控制所述开关网络。
在另一方面，所述方法包括：控制所述第一逆变器模块与所述第二逆变器模块之间的功率分布，以平衡电池模块之间的能量。
在另一方面，所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块被耦接到安装在车辆中的电动马达，并且所述电动马达被配置用于双模式操作，所述双模式操作包括：第一模式，其中所述电动马达提供驱动功能以赋予移动所述车辆的力；和第二模式，其中所述电动马达在电耦接到电源时提供充电功能。
在另一方面，所述电路包括：门控信号控制器，所述门控信号控制器被配置用于在所述DC源处提供故障阻断能力，从而在发生DC侧故障的情况下保护车载电池。
在另一方面，所述DC端子连接在包括所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块的牵引系统的差动连接处。
在另一方面，所述DC充电电路被配置用于在不含独立充电器的情况下对所述第一电池和所述第二电池的快速充电。
在另一方面，所述DC充电电路被配置用于当所述第一电池和所述第二电池中的至少一者处于低荷电状态时对所述第一电池和所述第二电池的充电。
在另一方面，所述第一电池和所述第二电池是由n个串组成的EV电池组。
在另一方面，所述第一电池和所述第二电池包括2级电压源逆变器的均匀拆分对。
在另一方面，所述第一电池和所述第二电池包括电池串，所述电池串针对每串具有相同数目的电池单元，从而维持与所述第一电池和所述第二电池的组合相同的标称电压。
在另一方面，所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块中的每一者的AC端子被耦接到电动马达的开放式绕组，使得在所述第一逆变器模块与所述第二逆变器模块之间共享机器漏电感。
在另一方面，所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块中的每一者至少包括一组半桥开关网络。
在另一方面，所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块中的每一者包括一组3个半桥开关网络。
在另一方面，每组3个半桥开关网络以级联拓扑与DC输入端以及所述第一电池和所述第二电池耦接，以考虑任何电压失配。
在另一方面，所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块包括对应上部组的半桥开关网络和对应下部组的半桥开关网络。
在另一方面，所述上部组的半桥开关网络和所述下部组的半桥开关网络具有180度的相移。
在另一方面，所述上部组的半桥开关网络和所述下部组的半桥开关网络的信号的平行相具有120度的相移。
在另一方面，所述上部组的半桥开关网络和所述下部组的半桥开关网络具有180度的相移；并且所述上部组的半桥开关网络和所述下部组的半桥开关网络的信号的平行相具有120度的相移。
在另一方面，提供一种用于控制从DC源到至少一个逆变器电路的充电输入的前端开关电路，每个逆变器电路对应于至少一个相应电池，所述前端开关电路包括：开关装置，所述开关装置与所述至少一个逆变器电路和所述DC源串联定位，所述开关装置被配置为控制提供到所述至少一个相应电池的所述充电输入，所述开关装置能够基于所述至少一个相应电池的至少一个电压而结合所述至少一个逆变器电路中的开关来控制。
在另一方面，所述电路被配置为控制从所述DC源到对应于第一电池的第一逆变器电路和对应于第二电池的第二逆变器电路的充电输入；其中当所述第一电池和所述第二电池的电压的和小于所述DC源的输入电压时，所述开关装置被配置为以第一模式操作来控制所述充电输入；并且当所述第一电池和所述第二电池的电压的所述和大于所述DC源的所述输入电压时，所述开关装置被配置为以第二模式操作来控制所述充电输入。
在另一方面，在所述第一模式中，在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现对所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被接通时调制所述开关装置。
在另一方面，在所述第一模式中，在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现对所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被调制时接通所述开关装置。
在另一方面，在所述第一模式中，所述开关装置以等于或小于所述第一电池和所述第二电池的电压的所述和除以所述DC源的所述输入电压的占空比来调制。
在另一方面，在所述第二模式中，在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现对所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被调制时接通所述开关装置。
在另一方面，所述开关装置具有双向电流传导和单极电压阻断能力。
在另一方面，所述前端电路包括：输入滤波器；以及与所述至少一个逆变器电路并联的具有单向电流传导和单极电压阻断能力的二极管等装置。
在另一方面，一种控制器，所述控制器被配置为生成用于结合所述至少一个逆变器电路中的开关而控制所述开关装置的信号。
在另一方面，所述电路在所述DC源处包括故障阻断能力，从而在发生DC侧故障的情况下保护所述车载电池。
在另一方面，提供一种用于控制从DC源到至少一个逆变器电路的充电输入的方法，每个逆变器电路对应于至少一个相应电池，所述方法包括：基于所述至少一个相应电池的至少一个电压而结合所述至少一个逆变器电路中的开关来控制与所述至少一个逆变器电路和所述DC源串联定位的开关装置。
在另一方面，所述开关装置被定位为控制从所述DC源到对应于第一电池的第一逆变器电路和对应于第二电池的第二逆变器电路的充电输入，所述方法包括：当所述第一电池和所述第二电池的电压的和小于所述DC源的输入电压时，控制所述开关装置以第一模式操作；以及当所述第一电池和所述第二电池的电压的所述和大于所述DC源的所述输入电压时，控制所述开关装置以第二模式操作。
在另一方面，控制所述开关装置以所述第一模式操作包括：在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被接通时调制所述开关装置。
在另一方面，控制所述开关装置以所述第一模式操作包括：在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现对所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被调制时接通所述开关装置。
在另一方面，其包括：在所述第一模式中，以等于或小于所述第一电池和所述第二电池的电压的所述和除以所述DC源的所述输入电压的占空比来调制所述开关装置。
在另一方面，所述第一能量存储装置是电池并且所述第二能量存储装置是电池。
在另一方面，所述第一能量存储装置和所述第二能量存储装置是不同类型的能量存储装置。
在另一方面，所述第二能量存储装置是超级电容器。
附图说明
现在将参考附图，所述附图通过举例的方式来示出本公开的实施方案。
图1示出充电器拓扑(a)-(e)的五个不同实例。
图2示出示例性双逆变器充电器。
图3示出上部模块(a)的示例性电路模型以及集成相同DC源的双逆变器的平均模型。在一些实施方案中，开关平均化可将六个半桥中的每一个作为理想的电压源进行建模。
图4示出d＝0.53的“a”相电压和电流波形。
图5示出说明归一化电感器电流纹波的图表。在一些实施方案中，电感器电流纹波大小随着转换率而变化，其中V0＝V1＝V2。当每个电池组具有接近输入DC电压的标称电压时，接近1:1电压比的操作区域可实现最佳纹波减少。
图6示出d＝0.53下操作的内部开关的示例性互补且交错开关序列。d1i和d2i分别映射到内部开关S1i和S2i。示出了最显著谐波频率。
图7示出d＝0.53下具有交错开关与不具有交错开关的i1的对比。当不应用交错时，顶部曲线图中的相电流重叠。交错开关增加纹波频率但减少峰间纹波。
图8示出用于控制电流的示例性控制图。
图9示出在isref从22A阶跃到44A的情况下恒定电流控制的示例性模拟结果。iout1与iout2之间的差异是由于电压平衡控制器对电压失配起作用造成的。
图10示出电压平衡控制的示例性模拟结果。V1和V2在t＝0处具有7V的偏差。
图11示出is,abc、idc、i1和i2中的开关纹波的示例性模拟结果，其示出一个或多个最显著谐波的消除。
图12A和图12B示出具有模仿永磁转子的凸极转子的11kW双逆变器充电器的示例性实验室原型。图12A示出电路图并且图23B示出实验设置。
图13A和图13B示出操作点(a)V1＝V2＝175V、Vdc＝230V以及(b)V1＝V2＝245V、Vdc＝230V处恒定电流控制的示例性实验结果。输入电流初始地升阶到其额定值(45A)，然后在t＝1s处降阶50％。
图14A和图14B示出使用所描述示例性开关方法的idc、is,abc、i1和i2的开关纹波的示例性实验结果。图14A是电流波形，并且图14B是电流纹波的傅立叶谱。
图15示出电压平衡控制的示例性实验结果。在7V偏差下对超级电容器组进行预充电，并且控制器调节Δd以实现电压平衡。
图16示出直接连接到DC充电器的动力传动系统。
图17示出包括DC/DC转换器的动力传动系统。
图18示出包括DC前端的示例性电路的各方面。
图19示出具有双逆变器且示出DC前端的示例性部件的示例性电路的各方面。
图20示出具有单个逆变器的示例性电路的各方面。
图21示出当以第一模式操作时的示例性开关状态和所得电流。
图22示出当以第二模式操作时的示例性开关状态和所得电流。
具体实施方式
为了解决充电器复杂性问题，在过去十年中已广泛地研究了组合的牵引和充电系统。概念是将车载牵引部件配置用于充电，从而消除或大幅降低电池充电器的复杂性。Subotic等人提出了基于9相牵引系统的集成式充电器[5]。如图1(a)所示，机器的中性点可直接连接到三相AC输入端，从而在AC电网与牵引系统之间不需要另外的硬件。这种拓扑在充电过程中也不产生车辆推进的净扭矩。[6]中概述了用于集成式充电的其他多相机器。根据经由单相AC系统进行的集成式充电，图1(b)示出Pellegrino等人提出的拓扑。所述拓扑将牵引系统用作经由整流器通过接口连接到单相AC源的PFC升压转换器[7]。在图1(c)，Tang等人使用了一组并联牵引逆变器和两个马达来从单相AC源充电，并且由此消除了对整流器的需要[8]。在两种拓扑中，充电器都不需要另外的dc/dc转换器，从而解决了EVSE的重量、体积和成本方面的考虑。然而，在两种情况下，最小可允许电池电压必须始终超过AC电源的峰值电压。
先前论述的集成式充电器专门用于单相或三相AC系统。由于可再生能源、并网存储和DC供电负载的快速渗透，已经在现有的AC网络中集成DC微电网方面展开了大量工作[9]。理想地，未来的EV充电器将适应从现有的DC快速充电器以及从DC微电网网络两者进行充电。
在本文所描述的一些实施方案中，集成式充电器可在一些情形下为电动车辆提供从新兴的DC分配网络的快速充电。所述实施方案利用现有的双逆变器驱动，作为前述集成式充电器操作，额外益处在于电压范围和谐波性能有所改进。在一些情形下，双逆变器牵引系统可在不使用dc/dc功率转换器或另外的磁性材料的情况下提供增加的速度范围和电池集成，因此可提供对电动车辆有吸引力的高效且轻便的解决方案。虽然需要两个逆变器，但因为每个逆变器级的额定功率为总处理功率的一半，因此存在成本方面的容限增长。在一些情形下，双逆变器可经由两个电压源转换器的差动连接来促进两个隔离DC源与马达的开放式绕组之间的功率传递。根据纯电动车辆的双逆变器的先前提出的应用，能量源是拆分式电池组或者电池和浮置电容器桥[11]、[12]。在一些情形下，双逆变器配置可从次级逆变器提供升压，以实现高速操作、改进的高速下效率、模块化电池安装、以及混合能量存储集成[10]-[15]。
与双逆变器驱动相关联的挑战在于需要对两个独立的电池进行充电。Hong等人证实可利用单个充电器来对两个电池进行充电[16]。图1(d)中所示的是，一次电池是使用独立充电器来充电，而二次电池是经由牵引系统从第一进行充电。
在一些实施方案中，本申请描述了一种方法，所述方法在一些情形下可在DC电力网络接入可用的情况下省去独立充电器。所述拓扑可与常规的DC快速充电基础结构向后兼容。本研究中所提出的充电器在图1(e)中示出。与先前所论述的其他集成式充电器相反，将DC输入端放置在牵引系统的差动连接处可在没有独立充电器的情况下实现双存储介质的快速充电。所述拓扑可通过使用两个牵引逆变器的串联连接来解决单逆变器充电系统中电压范围有限的问题，从而即使在电池处于低荷电状态的情况下也提供充电功能。虽然下文所描述的实施方案集中在车辆充电上，但在一些实施方案中，拓扑能够与外部DC电力网络进行双向能量交换。
在一些情形下，本申请的各实施方案可提供：适合于新兴的DC网络的集成式充电器，其中快速充电通过直接连接到DC源来实现；在不需要外部硬件的情况下使用双逆变器拓扑的差动连接的改进的输入电压范围；和/或利用互补且交错的相移来相对于单逆变器系统改进谐波性能的开关方法。
新的架构可提供从新兴的DC电网的快速EV充电，其有可能通过将充电功能集成到牵引系统中而降低充电器成本、重量和复杂性。
拓扑
图2中示出示例性DC充电配置。出于本文的目的，上部模块和下部模块的开关、电压和电流量分别标记为“1”和“2”。在附图中模块示出为实例，并且可包括更多、更少或替代的电子部件。模块及其部件的各方面可耦接、附接、直接连接或间接连接(例如，使用一个或多个中间部件)。模块和部件的各方面也可操作地连接。由n个串组成的EV电池组均匀地拆分在一对2级电压源逆变器之间。每个电池串针对每串具有相同数目的电池单元，从而维持与组合的电池组相同的标称电压。AC侧连接到电动马达的开放式绕组，使得机器漏电感在两个开关网络之间共享。
示例性双逆变器驱动先前未采用的特征是其利用差动连接进行EV充电的能力。DC端子分接模块1的高侧和模块2的低侧。可在没有dc/dc中间级的情况下直接从DC微电网馈电。每组3个半桥开关网络以级联方式与DC输入端和电池连接，以考虑任何电压失配。此外，双电池组实现马达电压的加倍。与图1(b)中基于单牵引的集成式充电器不同，此充电配置即使在每个电池组中的电压小于DC输入电压的情况下也允许充电。这对于大规模功率传递的未来趋势可能至关重要，在大规模功率传递的情况下快速充电站预计将在车辆入口处支持高达1000V的电压[3]、[17]。
利用两个牵引逆变器的另一潜在益处在于电流纹波有所减少。由于马达漏电感Ls受到EV马达的磁性材料的限制，因此有益的是经由控件将潜在的高纹波分量降至最低。因此，部署了两种类型的开关方法。上部/下部电池单元之间的180°相移与平行相之间的120°交错的组合共同减少idc、is,abc、i1和i2中的开关纹波。互补开关对于图1(b)中的集成式充电器是不可行的。
DC输入端与每个电池单元之间的功率传递通过调节电感器电流来实现。操作原理类似于[18]中开发的单串多端口dc/dc转换器，然而，所开发的转换器在本研究中针对3相马达驱动进行重新配置。
操作
在一些实施方案中，与在牵引模式中执行dc/ac转换相反，双逆变器被配置为在充电模式中作为一组dc/dc转换器操作。操作原理经由图3中所描绘的平均模型来分析。此章节还突出了互补和交错开关对谐波性能的影响。
A.平均模型
双逆变器的平均模型是针对相同的储能集成而开发的，如在拆分式电池组的情况下那样。将在章节IV中解决电池组平衡。在[19]中开发了一种用于多级转换器的半桥网络的动态模型，但所述模型还可用于呈现平均开关模型。六个半桥转换器中的每一个被建模为理想的受控电压源。电压取决于存储单元被插入的持续时间。根据功率平衡导出电池电流i1和i2。虽然功率流可以是双向的，但本研究将Vdc标识为输入而将V1和V2标识为输出。
在图3(a)中，每个半桥被建模为：
V1i＝d1iV1 (1)
V2i＝d2iV2 (2)
其中对于3个交错dc/dc级，i＝{a,b,c}。
仅示出了上部模块中的开关网络，因为此实例中的两个逆变器是相同的，不同之处在于，V2i是在底部组而不是顶部组的开关上测量的平均电压。如(1)和(2)中所示，占空比调节每个电池电压V1和V2被插入的持续时间。因此，每组开关上的平均电压是相关联的电池电压的一部分。在[20]中还论述了单个半桥的开关平均化。
注意，以下关系
d1＝d1i (3)
d2＝d2i (4)
对于此分析有效，其假设顶部和底部处的半桥开关网络相同。
将KVL施加到任何任意相(忽略损耗)，电压转换率是：
Vdc＝V1d1i+V2d2i (5)
假设对于理想化的对称系统d1i＝d2i＝d，得出：
Vdc＝(V1+V2)d (6a)
表I.开关状态
Figure BDA0002319679420000141
注意，转换率类似于升压转换器的转换率，
这表明V1+V2≥Vdc才能实现升压操作。这对于EV充电并非限制因素，因为充电站的DC输出电压是60V至500V[3]，并且每串EV电池单元的范围为300V至500V[21]。通过向每个模块分配一个电池串，最小输出电压始终超过输入电压。此外，电池管理系统将不允许电池放电到低于由制造商指定的最小电压。
图3还示出DC输入电流是电感器电流的和：
idc＝isa+isb+isc (7)
可根据功率平衡导出输出电流i1和i2：
V1i1＝V1d1(isa+isb+isc) (8a)
i1＝idcd1 (8b)
i2＝idcd2 (8c)
其中i1和i2是每个模块中由占空比设定的DC输入电流的分量。
使用(8)，供应到每个电池组的平均功率为
P1＝V1idcd1 (9a)
P2＝V2idcd2 (9b)
因此，进入电池中的平均电流是组合的定子电流和占空比的函数。通过半桥开关网络的适当开关动作，提出的充电器可有效地控制各个电池组电流。
B.开关序列
对于本文的其余部分，分别将d1i和d2i映射到内部开关S1i和S2i。例如，
Figure BDA0002319679420000151
1)互补开关：将互补策略应用于上部模块与下部模块之间的开关。因此，以下分析检查互补开关对“a”相的影响。图4中示出内部开关的门控信号Vsa，isa，i1a，和i2a。在平衡的负载条件下，每对“内部”开关和“外部”开关在一个开关周期中具有相同的接通时间百分比。然而，两个模块之间的门控脉冲可相移180°，如[18]中所展示。门控脉冲的这种策略性重叠减少电感器中的能量变化，从而导致两倍开关频率下的一半纹波电流。
对于V1＝V2＝V0(理想化的对称系统)，峰间电感器电流纹波为
Figure BDA0002319679420000161
其中第二表达式是通过组合(6b)和(11a)导出的。在图5中绘制(11b)，此表达式取决于电压差Vdc-V0而突出此拓扑的关键特征中的一个：电感器能量变化或电流纹波。注意电池组是平衡的并且V1＝V2＝Vdc，这得出为零的电感器电流纹波。理想的操作范围以
Figure BDA0002319679420000163
为中心，以使供应线路中的失真最小化。
来自任何任意相的i1和i2的分支电流(由i1i表示)由于开关网络的不连续传导而脉动：
i1i＝isiS1i′ (12)
i2i＝isiS2i (13)
注意，电感器纹波也传播到电池中。由于电感器纹波相对于对分支电流求和生成的脉动电流可忽略不计，因此互补开关对电池电流具有最小的影响。因此，为了使电池中的电流谐波最少，可使用平行相之间的交错开关。提出的开关方法也减少DC输入端处的开关纹波。
2)交错开关：这种开关策略先前尚未在基于双逆变器的集成式充电器中进行研究。如图6所示，a、b和c相之间的门控脉冲相移了120°。这进一步减少了idc中观察到的峰值纹波。由于定子电流的相移，峰间idc是使用同相开关所生成的纹波的大约1/3，并且最显著开关分量移位到第6谐波。
图7示出相交错对输出电流i1和i2的影响。如先前所论述，无论开关模式如何，所有开关中的电流都被“截波”。未经滤波的电池电流是内部开关中的脉动电流的和：
i1＝i1a+i1b+i1c (14)
i2＝i2a+i2b+i2c (15)
为了使由于不连续传导造成的开关纹波最少，交错开关实现在1/3＜d＜1的情况下i1和i2的连续传导。电池电流传导通过3相中的至少一相。图7中的第三曲线图表明，在d＝0.53处，交错产生纹波分量的大约，并且最显著的谐波移位为3fsw。电感器电流纹波对i1和i2中的总谐波失真的贡献在此操作点处忽略不计。
总之，提出的开关序列分别产生在2fsw,6fsw和3fsw下的Δis,abc,Δidc和Δi1,2。这有效地导致THD和半导体损耗有所降低。峰间输出电流纹波的减少也有助于防止电池容量衰减和阻抗劣化[22]。
回想一下，在先前章节中研究了具有平衡能量源的理想的对称系统。这允许控制器对上部模块和下部模块两者设定相等的占空比。为了解决隔离的电池组在充电过程期间具有不同荷电状态的情形，将占空比分解成和项和差项，其定义为：
在一些情形下，DC充电器的目的是：1)使用和分量来调节DC电感器电流；2)使用差分量来均衡拆分式能量源中的存储能量。注意，可存在两项之间的耦合。
A.电感器电流控制
在图8中，三个PI控制器被实现用于平行相的恒定电流控制。由于EVSE通常调节车辆入口处的DC电流，因此每个电感器电流将跟踪DC总线电流基准的三分之一。
通过将KVL应用于平均模型得到系统的动力学的表达式：
Figure BDA0002319679420000181
Figure BDA0002319679420000182
其中d1i和d2i已经按照(16)由Σd和Δd替代。理想地，如果电池电压平衡，那么仅和项驱动DC电流。然而，差项被耦合到电流控制器。为了避免稳定性问题，电压平衡控制器可被设计为对电压动力学具有显著更慢的响应。因此，(V1-V2)Δdi可被视为电流控制器的时间标度上的DC偏移。
本研究中所论述的示例性控制器是针对恒定电流充电开发的。针对恒定电压充电的控制方案可在未来研究中进行调查。
B.能量平衡
在图8中，电压平衡控制器采用电压差并且输出Δd，然后从d1i减去Δd并且添加到d2i。因此，如果上部模块中的DC源相对于下部模块充电过度，那么下部模块将被更频繁地插入。两个源同时充电但具有使功率分布移位的偏移。为了确保此偏移并不超过转换器的操作极限，在电压平衡控制器的输出端处实现限制器。注意，平衡控制器使用电压来外推DC源中的总存储能量。其他参数可用于能量管理，诸如比较拆分式电池组的荷电状态(库仑计数)。
模拟结果
在MATLAB/SIMULINK中使用PLECS工具箱来实现提出的集成式充电器的全开关模型。图12(a)中示出电路图，并且表II中列出模拟参数。
表II.模拟参数
Figure BDA0002319679420000191
代替EV电池，在此模拟研究中使用了两个超级电容器来镜像实验系统。超级电容器相对于电池的较快的充电/放电速率促进存储能量平衡算法的研究较不耗时。所有电流量在由箭头指示的方向上为正，所述箭头示出从DC输入端到超级电容器的功率传递。此模拟研究展示
·电流控制和电压平衡功能
·操作点V1＜Vdc、V2＜Vdc处的DC充电，这是先前提出的集成式充电器的一个限制
·使用提出的开关方法后电流纹波减少
表III.实验参数
Figure BDA0002319679420000201
1)恒定电流控制：图9示出当在t＝0.1s处施加电流阶跃时的系统响应。电感器基准电流isref从22A阶跃到44A。这允许总输入功率、DC总线电流和进入超级电容器中的电流相应地加倍。如(17b)中所导出，Σd初始地降低，以对电流需求的增加起作用，并且在10ms内稳定到其新值。在暂态之后，充电器以额定条件(50kW)操作，这是CHAdeMO EVSE典型的系统额定功率[23]。
2)电压平衡：图10展示电压平衡控制对能量分布的影响。超级电容器组在t＝0时具有7V的差，并且当V1＝V2时实现能量平衡。Δ项Δd调节收敛速率。在图9中也可观察到电压平衡响应，其中iout1和iout2被调节成使得P1＝18kW并且P2＝32kW。如果超级电容器平衡，那么Δd＝0，以便向每个模块递送25kW。
3)谐波分析：图11验证平衡电压操作情形的is,abc、idc、i1和i2的谐波分解。在滤波之前电感器、DC总线和超级电容器中的最显著谐波频率分别是2fsw、6fsw和3fsw。针对i1和i2进行观察，来自idc的第6谐波传播到输出端。然而，对输出峰间纹波的影响忽略不计，因为DC电流显著大于电感器纹波。
实验结果
此章节论述基于提出的充电器拓扑的11kW实验室原型的实验测试。最常采用的DC快速充电器(CHAdeMO)中的一个的额定功率为50kW。在此研究中，系统额定值按比例缩小以使用双逆变器动力系统来验证基础充电功能。实验结果示出宽操作区域中的恒定电流控制、电压平衡和开关纹波减少。将对两个操作点处的充电进行核实：1)V1＜Vdc,V2＜Vdc；以及2)V1＞Vdc,V2＞Vdc。在任一情况下，系统在马达的额定功率的94％下操作。
图12中示出实验室设置，并且表III中示出系统参数。Regatron电源在DC输入端提供230V的电压，在DC输入端处端子表示车辆的充电入口。0.5kWh超级电容器组连接到每个2级VSC。每个超级电容器组由180个串联的电池单元组成，其中每个电池单元3000F。因此，每串具有16.6F的总电容。永磁同步马达(PMSM)和电感马达是EV中最常用的电动马达。因此，类似于PMSM，原型中的绕线转子SM以恒定的场操作。这通过激励转子绕组以确保转子磁通存在来实现。转子凸极对相电流纹波的影响在下文论述。
图8中的控制策略可在具有集成式FPGA的实时Linux PC控制器上实施。
A.案例#1:V1＜Vdc,V2＜Vdc处的充电
图13(a)示出当每个超级电容器电压小于输入电压时恒定电流控制的实验结果。这类似于对高能量低电压EV电池组或处于低荷电状态的电池进行充电。结果展示当isref从0升阶到15A然后降阶到其额定电流的50％时控制器的功能。输入电流被视为相电流的和。每个超级电容器组具有175V的组合能量存储系统从额定功率为10.35kW的230V DC电源进行充电，因此以与额定机器功率相当的功率对电池进行充电。类似于模拟中呈现的情况，idc和is,abc跟踪新的电流基准。
B.案例#2：V1>Vdc,V2>Vdc处的充电
图13(b)示出当每个超级电容器电压超过输入电压时恒定电流控制的实验结果。这种操作情形适用于对针对高电压高速度操作设计的EV电池进行充电。输入电压固定在230V，并且每个超级充电器组在245V下充电，并且总充电功率也是10.35kW。将相同的电流阶跃应用于此操作点。如图14(a)所示，相电流之间的峰间纹波并不相同。凸极转子的使用导致定子与转子之间的磁链不对称，这略微影响每个相的总电感。
C.电压平衡
图15展示电压平衡控制的功能。在充电之前的超级电容器电压是154V和147V。当控制器被启用时，DC总线电流从0阶跃到10A，从而从DC电源汲取2.3kW。由于在d1与d2之间施加的偏移，“充电不足的”超级电容器组相比于“过度充电的”超级电容器组具有较快的充电速率。超级电容器电压收敛于大约178V处。结果验证响应于初始电压偏差的平衡控制器的操作。
D.开关纹波和转子凸极的论述
图14(a)示出案例#1但处于较低电流基准的idc、is,abc、i1和i2的开关纹波。这是为了表明峰间纹波的量值与平均充电电流无关。在忽略来自图13(a)的电流基准阶跃中的开关噪音的情况下，idc＝15A与idc＝45A处的充电之间的开关纹波是相同的。比较模拟与实验研究的傅立叶(Fourier)谱，在两个系统中开关频率(7.5kHz)下的开关纹波都被消除。模拟结果与实验结果之间的任何差异归因于操作点和转子凸极的差别。例如，来自实验室结果的输出电流i1和i2与模拟结果相比具有比第3谐波高的第6谐波，其中第3谐波是主要的。这归因于模拟模型在额定条件下操作的事实。在实验研究中，在低电流下充电引入更高的第6谐波纹波。
还注意，图14中的isb谐波分量明显小于另外两个相。这起因于凸极转子的使用，其中相电感取决于转子的电气位置[7]。在实验结果中，转子被任意地定向以产生图14(a)中的不对称相电流纹波。在图14中，相电流纹波的差异增大idc中的第2谐波分量。然而，第6谐波被示出为输入电流中的主要开关分量。
本申请的一些实施方案呈现可在没有任何非车载硬件的情况下从DC电网提供直接充电的新的集成式充电器拓扑。概念是将车辆充电输入端连接到双牵引系统的差动端。虽然需要第二转换器，但可利用较高的马达电压和较低的电流，并且净开关VA额定值保持不变。
在一些情形下，基于双逆变器的提出的集成式充电器已经被证实能够在宽电压范围内充电。11kW的实验室原型验证超级电容器电压V1和V2超过和低于DC输入电压的情况下的DC充电。此外，结果示出两个超级电容器之间的有效电流控制和能量平衡，代替电池而使用所述两个超级电容器来缩短实验运行时间。在一些情形下，提出的开关方法可使显著的开关谐波衰减，这对于解决将有限的马达电感用作接口电感器是必需的。针对恒定电压充电的控制方法将在未来研究中进行研究。实际上，提出的拓扑的充电速率受到马达和牵引功率电子器件的热约束的限制，从而突出显示其在牵引系统的额定功率下进行充电的能力，这对电动车辆的快速充电是理想的。
图16示出由DC充电器充电的动力传动系统。DC源由具有某个输出阻抗的电压源表示。在此架构中，DC充电器直接连接到电动车辆的电池。
图17示出可连接到DC充电器的另一示例性动力传动系统。充电器输出电压并不受到电池电压的限制，但将单独的转换器插入电池与DC充电器之间。这并不利用动力传动系统来充电。
一些实施方案的最佳DC前端
下文提供的DC前端电路是根据优选实施方案的部件。
图18示出包括连接在DC源与牵引转换器之间的前端电路的示例性系统。在一些实施方案中，前端电路是车载DC充电电路/装置的部分。在其他实施方案中，前端电路部件中的一个或多个可以是DC源电路的部分。在一些实施方案中，一个或多个前端电路部件可在车载充电电路与DC充电电路装置之间进行拆分，所述DC充电电路装置可连接到DC充电电路。
在一些实施方案中，系统包括DC前端级，以及逆变器驱动(在所示实施方案中，存在连接到开放定子马达的两个牵引转换器)。
在一些实施方案中，前端电路和/或车载充电电路被配置为连接到一个或多个DC源(例如，DC微电网或DC充电器)以对电动车辆进行充电。在图19所示的示例性实施方案中，车载DC充电器包括双逆变器驱动和DC前端电路。在一些情况下，DC前端被配置为将双逆变器驱动通过接口连接到DC源或网络以实现对电动车辆(EV)的充电。在一些实施方案中，DC前端和双逆变器驱动结合起作用以实现超过和低于组合系统中的两个电池的电压的DC充电。
DC前端由一个或多个开关装置和/或无源部件构成，以促进结合双逆变器进行的通向电池的输入电压的上升转换和/或下降转换。
在一些实施方案中，DC前端电路包括能够基于对应于逆变器电路的一个或多个电池的电压而结合一个或多个逆变器电路中的开关来控制的开关装置。
在一些实施方案(诸如，图19的示例性电路)中，前端开关电路被配置为控制从DC源到两个逆变器电路(例如，分别对应于电池1和电池2的牵引转换器1和牵引转换器2)的充电输入。在图19中，双逆变器驱动包括连接到开放式马达的两个多相电压源转换器。
在一些实施方案中，前端电路包括与充电电路中的一个或多个逆变器并联的电容器和二极管。
在一些实施方案中，系统(无论是前端电路、逆变器电路还是其他电路的部分)可包括一个或多个控制器，所述一个或多个控制器被配置为结合一个或多个逆变器电路中的开关来控制前端电路中的开关装置。
在一些实施方案中，DC前端包括开关装置。在一些实施方案中，开关装置是有源开关。在一些实施方案中，开关装置可以是MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(绝缘栅双极晶体管)。也可使用其他合适的开关装置。
在不同的实施方案中，前端电路可包括与有源开关装置串联放置的电容器和/或电感器的其他合适的组合和/或布置。
在一些实施方案中，前端电路可包括多个有源开关装置。
对于图18的一些实施方案，双逆变器和DC前端可使用如图19所示的IGBT、二极管和电容器来实现。
以下描述是一种操作如图19所示的实施方案的方法。操作可划分成两个案例，它们是
案例1：Vbatt1+Vbatt2≤Vdc
案例2：Vbatt1+Vbatt2＞Vbc
在案例1中，在一些实施方案中，对双逆变器驱动进行开关使得Su1、Sv1、Sw1、Su2、Sv2和Sw2接通。这将电池1和电池2插入电路路径中。使用DC前端以通过调制开关Sin来调节马达的电流。通过如此做，充电器可从dc电压源充电，所述dc电压源大于两个电池电压的和。
在一些实施方案中，案例1和/或案例2可要求在电路可有效地充电之前克服容限电压，例如
案例1：Vbatt1+Vbatt2+V容限≤Vdc
案例2：Vbatt1+Vbatt2+V容限＞Vdc
在案例2中，使用双逆变器驱动通过调制其开关来调节马达的电流，并且DC前端将开关Sin接通。通过如此做，充电器可从dc电压源充电，所述dc电压源小于两个电池电压的和。
在其他实施方案中，替代或另外的操作模式可具有在Sin被开关某个时间百分比(即，在适当占空比下操作。在图19所示的实施方案的情况下，占空比必须等于或低于(Vbatt1+Vbatt2)/Vdc)时在每个相中均匀地调节马达的电流的牵引转换器1和2。
例如，在案例1中，Sin接通，同时对其余开关进行开关或调制。在案例2中，Sin断开，同时不对其余开关进行调制。
在其他实施方案中，可应用开关或调制方案的任何组合，以基于相对于输入电压的不同电池电压来实现充电。
在一些实施方案中，一个牵引逆变器可始终切进或切出，并且另一个交易逆变器可以在Sin接通或调制时进行开关。
在另一实施方案中，双向操作(即，如果图19的二极管被有源开关(例如，MOSFTET/IGBT)替代，那么从EV到DC源或网络的功率传递是可能的)。
在一些情形下，此系统可为从DC源或网络充电提供灵活性，以实现以车辆可用的最快速率充电。对比而言，其他DC充电器直接连接到EV电池。然后，EV能够汲取充电器的最大输出电流，但充电器的输出电压由电池固定。
在一些情形下，利用前端电路的电路可使充电器的输出电压与电池无关，这可允许EV以DC充电器的最大输出功率充电。
电流标准允许以高达1000V充电，而现今大多数系统以大约400V充电。由于实施方案可以适应超过和低于其电池电压的充电，因此它可与两者兼容。
实施方案的主要益处如下：
在一些情形下，出于当车辆静止时进行DC快速充电的目的，本文所描述的一些示例性系统可实现动力传动系统的重新部署。
在一些情形下，本文所描述的一些示例性系统可通过将充电器从电池去耦接来实现以最高可用充电速率充电。EV可连接到输出超过或低于电池的总电压的电压的充电器。
在一些情形下，本文所描述的一些示例性车载DC快速充电器可直接连接到DC网络(即，DC微电网)进行充电，但也可与EV DC快速充电器兼容。
在一些情形下，由车载充电器实现的充电速率随通常具有较高额定功率的动力传动系统按比例进行缩放。
在一些情形下，双向操作可为针对DC网络支持能够实现的。因此，EV可用作后备电源或太阳能的暂时存储器。
在一些情形下，DC充电电路的特征在于DC源处的故障阻断能力，从而在发生DC侧故障的情况下保护第一电池和第二电池。这通过在发生故障期间断开通向第一逆变器模块和第二逆变器模块的门控信号来实现。这是优选实施方案的重要特征。在一些实施方案中，改进的门控信号控制器提供用于断开通向第一逆变器模块的门控信号的控制信号。
如图20所示且本文所描述或以其他方式，在一些实施方案中，前端电路可应用于单个牵引逆变器。再次，系统可划分成具有DC前端的动力传动系统。所描绘之马达是恰如图19中的开放式定子，但也可使用具有可触及中性点的马达。
图21示出当Vdc＞Vbatt1+Vbatt2(例如，案例1)时的操作模式下开关Sin的开关状态。在此操作模式实例中，开关Sin被调制为控制动力传动系统电流。
第一图示示出开关Sin的开关状态。开关Sin被调制为控制动力传动系统电流。
第二图示示出开关Su1、Sv1和Sw1全部被门控接通，以将电池1完全插入到系统中。对于开关Su2、Sv2和Sw2也是如此。
第三图示示出如图19所指示的动力传动系统电流idr。它通过使用Sin来调节。在此情况下，300A是受调节的。由于马达被设计为对称的，因此马达中的电流在马达的所有三相之间基本上相同地拆分。
第四图示示出dc源/网络的电压和电流。功率被传递到EV中。
第五图示示出电池1的电压和电流，其表明功率被传递到电池1中。
第六图示示出电池2的电压和电流，其表明功率被传递到电池2中。
图22示出当Vdc＜＝Vbatt1+Vbatt2(例如，案例2)时的操作模式下开关Sin的开关状态。在此操作模式实例中，开关Sin被门控接通，同时牵引转换器被调制为控制动力传动系统电流。
第一图示示出开关Sin的开关状态。开关Sin始终被门控接通。
第二图示示出开关Su1、Sv1和Sw1全部被门控，以控制马达的每个相中的电流。对于开关Su2、Sv2和Sw2也是如此。在此图示中，大约在同时对所有相进行开关。可使用另外的交错调制技术来变换开关时间以减小idr上的纹波电流，但仍然调节每个相的电流。第三图示示出如图2所指示的动力传动系统电流idr。它通过门控Su1、Sv1、Sw1、Su2、Sv2、Sw2而使用牵引转换器1和2来进行调节。在此情况下，300A是受调节的。
第四图示示出dc源/网络的电压和电流。功率被传递到EV中。
第五图示示出电池1的电压和电流，其表明功率被传递到电池1中。
第六图示示出电池2的电压和电流，其表明功率被传递到电池2中。
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Claims (39)

1.一种DC充电电路，其包括：
第一逆变器模块，所述第一逆变器模块对应于第一电池；
第二逆变器模块，所述第二逆变器模块对应于第二电池；以及
DC端子，所述DC端子分接所述第一逆变器模块的高侧和所述第二逆变器模块的低侧。
2.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块各自包括以级联方式与所述DC端子以及所述第一电池和所述第二电池连接的一组三个半桥开关网络。
3.一种用于如权利要求2所述的DC充电电路的方法，所述方法包括：使用所述第一逆变器模块与所述第二逆变器模块之间的开关的互补开关来控制所述开关网络。
4.一种用于如权利要求2所述的DC充电电路的方法，所述方法包括：使用平行相之间的交错开关来控制所述开关网络。
5.一种用于如权利要求2所述的DC充电电路的方法，所述方法包括：控制所述第一逆变器模块与所述第二逆变器模块之间的功率分布，以平衡电池模块之间的能量。
6.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块被耦接到安装在车辆中的电动马达，并且所述电动马达被配置用于双模式操作，所述双模式操作包括：第一模式，其中所述电动马达提供驱动功能以赋予移动所述车辆的力；和第二模式，其中所述电动马达在电耦接到所述电源时提供充电功能。
7.如权利要求1所述的DC充电电路，其还包括：门控信号控制器，所述门控信号控制器被配置用于在所述DC源处提供故障阻断能力，从而在发生DC侧故障的情况下保护所述车载电池。
8.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述DC端子连接在包括所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块的牵引系统的差动连接处。
9.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述DC充电电路被配置用于在不含独立充电器的情况下对所述第一电池和所述第二电池的快速充电。
10.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述DC充电电路被配置用于当所述第一电池和所述第二电池中的至少一者处于低荷电状态时对所述第一电池和所述第二电池的充电。
11.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一电池和所述第二电池是由n个串组成的EV电池组。
12.如权利要求11所述的DC充电电路，其中所述第一电池和所述第二电池包括2级电压源逆变器的均匀拆分对。
13.如权利要求12所述的DC充电电路，其中所述第一电池和所述第二电池包括电池串，所述电池串针对每串具有相同数目的电池单元，从而维持与所述第一电池和所述第二电池的组合相同的标称电压。
14.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块中的每一者的AC端子被耦接到电动马达的开放式绕组，使得在所述第一逆变器模块与所述第二逆变器模块之间共享机器漏电感。
15.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块中的每一者至少包括一组半桥开关网络。
16.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块中的每一者包括一组3个半桥开关网络。
17.如权利要求16所述的DC充电电路，其中每组3个半桥开关网络以级联拓扑与DC输入端以及所述第一电池和所述第二电池耦接，以考虑任何电压失配。
18.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一逆变器模块和所述第二逆变器模块包括对应上部组的半桥开关网络和对应下部组的半桥开关网络。
19.如权利要求18所述的DC充电电路，其中所述上部组的半桥开关网络和所述下部组的半桥开关网络具有180度的相移。
20.如权利要求18所述的DC充电电路，其中所述上部组的半桥开关网络和所述下部组的半桥开关网络的信号的平行相具有120度的相移。
21.如权利要求18所述的DC充电电路，其中所述上部组的半桥开关网络和所述下部组的半桥开关网络具有180度的相移；并且
其中所述上部组的半桥开关网络和所述下部组的半桥开关网络的信号的平行相具有120度的相移。
22.一种用于控制从DC源到至少一个逆变器电路的充电输入的前端开关电路，每个逆变器电路对应于至少一个相应电池，所述前端开关电路包括：
开关装置，所述开关装置在与所述至少一个逆变器电路和所述DC源串联定位时，所述开关装置被配置为控制提供到所述至少一个相应电池的所述充电输入，所述开关装置能够基于所述至少一个相应电池的至少一个电压而结合所述至少一个逆变器电路中的开关来控制。
23.如权利要求22所述的前端开关电路，其被配置为控制从所述DC源到对应于第一电池的第一逆变器电路和对应于第二电池的第二逆变器电路的充电输入；
其中当所述第一电池和所述第二电池的所述电压的和小于所述DC源的输入电压时，所述开关装置被配置为通过以第一模式操作来控制所述充电输入；并且
当所述第一电池和所述第二电池的所述电压的所述和大于所述DC源的所述输入电压时，所述开关装置被配置为通过以第二模式操作来控制所述充电输入。
24.如权利要求23所述的前端开关电路，其中在所述第一模式中，在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现对所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被接通时调制所述开关装置。
25.如权利要求23所述的前端开关电路，其中在所述第一模式中，在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现对所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被调制时接通所述开关装置。
26.如权利要求24所述的前端开关电路，其中在所述第一模式中，所述开关装置以等于或小于所述第一电池和所述第二电池的所述电压的所述和除以所述DC源的所述输入电压的占空比来调制。
27.如权利要求23所述的前端开关电路，其中在所述第二模式中，在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现对所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被调制时接通所述开关装置。
28.如权利要求22所述的前端开关电路，其中所述开关装置具有双向电流传导和单极电压阻断能力。
29.如权利要求22所述的前端开关电路，其包括：输入滤波器；以及与所述至少一个逆变器电路并联的具有单向电流传导和单极电压阻断能力的二极管等装置。
30.如权利要求22所述的前端开关电路，其包括控制器，所述控制器被配置为生成用于结合所述至少一个逆变器电路中的开关而控制所述开关装置的信号。
31.如权利要求22所述的前端开关电路，所述前端开关电路包括位于所述DC源处的故障阻断电路，从而在发生DC侧故障的情况下保护所述车载电池。
32.一种用于控制从DC源到至少一个逆变器电路的充电输入的方法，每个逆变器电路对应于至少一个相应电池，所述方法包括：
基于所述至少一个相应电池的至少一个电压而结合所述至少一个逆变器电路中的开关来控制与所述至少一个逆变器电路和所述DC源串联定位的开关装置。
33.如权利要求32所述的方法，其中所述开关装置被定位为控制从所述DC源到对应于第一电池的第一逆变器电路和对应于第二电池的第二逆变器电路的充电输入，所述方法包括：
当所述第一电池和所述第二电池的所述电压的和小于所述DC源的输入电压时，控制所述开关装置以第一模式操作；以及
当所述第一电池和所述第二电池的所述电压的所述和大于所述DC源的所述输入电压时，控制所述开关装置以第二模式操作。
34.如权利要求33所述的方法，其中控制所述开关装置以所述第一模式操作包括：在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被接通时调制所述开关装置。
35.如权利要求33所述的方法，其中控制所述开关装置以所述第一模式操作包括：在所述第一逆变器电路和所述第二逆变器电路中实现对所述第一电池和所述第二电池的充电的开关被调制时接通所述开关装置。
36.如权利要求34所述的方法，其包括：在所述第一模式中，以等于或小于所述第一电池和所述第二电池的所述电压的所述和除以所述DC源的所述输入电压的占空比来调制所述开关装置。
37.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一能量存储装置是电池并且所述第二能量存储装置是电池。
38.如权利要求1所述的DC充电电路，其中所述第一能量存储装置是电池并且所述第二能量存储装置是不同类型。
39.如权利要求38所述的DC充电电路，其中所述第二能量存储装置是超级电容器。
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