JP2020527321A - 二重インバータ駆動装置の使用によるｄｃグリッドを介した電気車両の定電流高速充電 - Google Patents

Abstract

ＤＣ電源から、各インバータ回路が少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに対応する、少なくとも１つのインバータ回路への、充電入力を制御するためのスイッチング回路であって、スイッチング回路は、インバータ回路およびＤＣ電源に対して直列に配置されたときに、少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに提供される充電入力を制御するよう構成され、かつ、少なくとも１つのそれぞれのバッテリーの少なくとも１つの電圧に基づいて少なくとも１つのインバータ回路におけるスイッチと併せて制御可能である、スイッチング装置を備える。
【選択図】図２

Description

関連出願の相互参照
本願は、２０１７年６月１５日に出願された米国特許出願第６２／５１９９４６号、２０１７年１２月１９日に出願された米国特許出願第６２／６０７５４９号、および、２０１７年１０月２３日に出願されたカナダ特許出願第２９８３３２８号（これら３つの特許は「ＣＯＮＳＴＡＮＴ ＣＵＲＲＥＮＴ ＦＡＳＴ ＣＨＡＲＧＩＮＧ ＯＦ ＥＬＥＣＴＲＩＣ ＶＥＨＩＣＬＥＳ ＶＩＡ ＤＣ ＧＲＩＤ ＵＳＩＮＧ ＤＵＡＬ ＩＮＶＥＲＴＥＲ ＤＲＩＶＥ」を発明の名称とし、参照することにより本願に援用される）の仮出願ではなく、優先権を含む、これら３つの特許のすべての利益を主張する。

本開示の実施形態は、全般的には電子的充電の分野に関し、いくつかの実施形態は、特に車両の電子的充電の分野に関する。

電気車両は、地球規模全体のエネルギー消費の２７％を締める輸送部門におけるエネルギー消費の低減化に対する潜在力を有する［１］。近い将来において電気車両が急速に広まるにつれて、消費者は、駆動範囲が大きくなること、および、充電速度が高速化されること、を期待するであろう。ＡＣレベル１ならびに２、およびＤＣの充電は現時点で利用可能な充電方法である。電気車両を１時間以内で完全充電する潜在的能力を有するため、ＤＣ充電は、ＡＣレベル１および２の充電によりも魅力的な選択肢である［２］。国際電気標準会議（ＩＥＣ）は、ＡＣまたはＤＣ電源により供給され得る充電システムとインターフェース接続され得る標準化されたコネクタプロトコル（ＣＨＡｄｅＭＯ、コンボ方式（Ｃｏｍｂｉｎｅｄ Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）、その他）を打ち立てた［３］。

既存の高速充電器は、車両の物理的サイズおよび重量に制限があるため、電気自動車用充電器（ＥＶＳＥ）が非内蔵形式で設置されていることを要求する。ＥＶＳＥは通常、整流器、ＬＣフィルタ、高出力ＤＣ／ＤＣコンバータからなる。ＡＣレベル充電ユニット（＄２００〜＄３００／ｋＷ）とは異なり、出力レベルおよびシステムの複雑度が高いため、ＤＣ高速（＄４００／ｋＷ）は、比較的に高価である［４］。より高いアンペア数に対して評判である構成要素はコスト増加に寄与する。したがって構成要素の個数および充電器の複雑度は低いほど好適である。

既存の統合化された充電器は、単相または３相ＡＣネットワークから充電するよう構成される。ＤＣグリッドの急速な出現とともに、効率が高くかつコストが低い、ＤＣ電源出力に対して接続される統合化された充電器の開発における関心が高まりつつある。本願は、新規の統合化された充電器について記載し、係る充電器は、いくつかの実施形態では、台頭しつつあるＤＣ分配ネットワークからの高速充電を、電気車両に提供する。ＤＣグリッドが存在しない状況では、充電器は代替的に簡単な制御されない整流器から供給されてもよい。提案される充電器は、高速駆動用途のために以前に開発された二重インバータ・トポロジーを活用する。充電器の流入口をトラクションインバータの異なる端部に接続することにより、充電は、単一のトラクションドライブに基づく統合化された充電器を使用して従来は不可能であった広範囲のバッテリー電圧範囲に対して可能となる。１１ｋＷの実験的な設定は、定電流制御および二重貯蔵媒体のエネルギーバランシングを使用する高速充電を実演する。充電器がＤＣ分配ネットワークに対して与える高調波の影響を最少化するために、相補的およびインターリーブされたスイッチング方法の組み合わせが実演される。

一態様によれば、第１バッテリーに対応する第１インバータモジュールと、第２バッテリーに対応する第２インバータモジュールと、第１インバータモジュールの高出力側および第２インバータモジュールの低出力側から分岐するＤＣ端子と、を含む、ＤＣ充電回路が提供される。

他の態様によれば、ＤＣ電源から少なくとも１つのインバータ回路への充電入力を制御するための省略可能なフロントエンドスイッチング回路が提供される。なお各インバータ回路は少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに対応する。省略可能なフロントエンドスイッチング回路は、高電圧ＤＣ入力にインターフェース接続するための付属品である。

特に、フロントエンドスイッチング回路は、ＤＣ充電回路を高電圧ＤＣネットワークに接続するために使用され得る。フロントエンドスイッチング回路は、少なくとも１つのインバータ回路およびＤＣ電源に対して直列に配置されたときに少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに提供される充電入力を制御し、かつ、少なくとも１つのそれぞれのバッテリーの少なくとも１つの電圧に基づいて少なくとも１つのインバータ回路におけるスイッチと併せて制御可能である、スイッチング装置を含む。

一態様では、第１バッテリーに対応する第１インバータモジュールと、第２バッテリーに対応する第２インバータモジュールと、第１インバータモジュールの高出力側および第２インバータモジュールの低出力側から分岐するＤＣ端子と、を含むＤＣ充電回路が提供される。

他の態様では、第１インバータモジュールおよび第２インバータモジュールはそれぞれ、ＤＣ端子および第１バッテリーならびに第２バッテリーに対してカスケード状に接続された１組の３つのハーフブリッジスイッチネットワークを含む。

他の態様では、この方法は、第１インバータモジュールと第２インバータモジュールとの間のスイッチの相補的なスイッチングを用いてスイッチネットワークを制御することを含む。

他の態様では、この方法は、並列位相間のインターリーブされたスイッチングを用いてスイッチネットワークを制御することを含む。

他の態様では、この方法は、バッテリーモジュール間でエネルギーのバランスを取るために第１インバータモジュールと第２インバータモジュールとの間の出力分布を制御することを含む。

他の態様では、第１インバータモジュールおよび第２インバータモジュールは、車両に搭載された電動モータに連結されている。電動モータは、車両を移動させるための力を付与する駆動機能を電動モータが提供する第１モードと、電源に対して電気的に接続されたときに電動モータが充電機能を提供する第２モードと、を含むデュアルモードで動作するよう構成される。

他の態様では、回路は、ＤＣ電源における欠陥を阻止する能力を提供するためのゲーティング信号制御器を含む。それにより、ＤＣ側に欠陥が発生した際に内蔵型バッテリーが保護される。

他の態様では、ＤＣ端子は、第１インバータモジュールおよび第２インバータモジュールを含むトラクションシステムの差動接点において接続する。

他の態様では、ＤＣ充電回路は、スタンドアロン型充電器を有さない第１バッテリーおよび第２バッテリーを高速充電するよう構成される。

他の態様では、ＤＣ充電回路は、第１バッテリーおよび第２バッテリーのうちの少なくとも一方が低充電状態にあるときに第１バッテリーおよび第２バッテリーを充電するよう構成される。

他の態様では、第１バッテリーおよび第２バッテリーは、ｎ−ストリングからなるＥＶバッテリーパックである。

他の態様では、第１バッテリーおよび第２バッテリーは均等に分割された対の２レベル電圧源インバータを含む。

他の態様では、第１バッテリーおよび第２バッテリーは、１ストリングあたり同一個数の電池を有するバッテリーストリングを含む。それにより、第１バッテリーおよび第２バッテリーの組み合わせと同一の公称電圧が維持される。

他の態様では、第１インバータモジュールおよび第２インバータモジュールの各インバータモジュールのＡＣ端子は、機械漏れインダクタンスが第１インバータモジュールと第２インバータモジュールとの間で共有されるよう、電動モータの開放終端巻線に連結される。

他の態様では、第１インバータモジュールおよび第２インバータモジュールの各インバータモジュールは少なくとも１組のハーフブリッジスイッチネットワークを含む。

他の態様では、第１インバータモジュールおよび第２インバータモジュールの各インバータモジュールは１組の３つハーフブリッジスイッチネットワークを含む。

他の態様では、各組の３個のハーフブリッジスイッチネットワークは、電圧不整合を相殺するために、カスケード状トポロジーでＤＣ入力、および第１バッテリー、および第２バッテリーに連結される。

他の態様では、第１インバータモジュールおよび第２インバータモジュールは、対応する上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークと、対応する下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークと、を含む。

他の態様では、上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークおよび下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークは、１８０度の位相シフトを有する。

他の態様では、上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークおよび下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークの信号の並列位相は、１２０度の位相シフトを有する。

他の態様では、上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークおよび下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークは、１８０度の位相シフトを有し、上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークおよび下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークの信号の並列位相は１２０度の位相シフトを有する。

他の態様では、ＤＣ電源から少なくとも１つのインバータ回路への充電入力を制御するためのフロントエンドスイッチング回路が提供される。なお、各インバータ回路は少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに対応する。このフロントエンドスイッチング回路は、少なくとも１つのインバータ回路およびＤＣ電源に対して直列に配置されたときに少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに提供される充電入力を制御するよう構成され、かつ、少なくとも１つのそれぞれのバッテリーの少なくとも１つの電圧に基づいて少なくとも１つのインバータ回路におけるスイッチと併せて制御可能である、スイッチング装置を含む。

他の態様では、この回路は、ＤＣ電源から、第１バッテリーに対応する第１インバータ回路および第２バッテリーに対応する第２インバータ回路への充電入力を制御するよう構成される。なお、第１バッテリーおよび第２バッテリーの電圧の合計がＤＣ電源の入力電圧よりも小さい場合には、スイッチング装置は、第１モードで動作することにより充電入力を制御するよう構成され、第１バッテリーおよび第２バッテリーの電圧の合計がＤＣ電源の入力電圧よりも大きい場合には、スイッチング装置は、第２モードで動作することにより充電入力を制御するよう構成される。

他の態様では、第１モードにおいては、スイッチング装置は、第１バッテリーおよび第２バッテリーの充電を可能にする第１インバータ回路および第２インバータ回路におけるスイッチがｏｎ状態である間、調整される。

他の態様では、第１モードにおいて、スイッチング装置は、第１バッテリーおよび第２バッテリーの充電を可能にする第１インバータ回路および第２インバータ回路におけるスイッチが調整される間、ｏｎ状態である。

他の態様では、第１モードにおいて、スイッチング装置は、デューティサイクルが第１バッテリーおよび第２バッテリーの電圧の合計をＤＣ電源の入力電圧で割った値以下の値となるよう、調整される。

他の態様では、第２モードにおいて、スイッチング装置は、第１バッテリーおよび第２バッテリーの充電を可能にする第１インバータ回路および第２インバータ回路におけるスイッチが調整される間、ｏｎ状態である。

他の態様では、スイッチング装置は双方向の電流伝導および単方向性の電圧ブロック能力を有する。

他の態様では、フロントエンド回路は、入力フィルタと、少なくとも１つのインバータ回路に対して並列である、単方向性電流伝導および単方向性の電圧ブロック能力を有するダイオードのような装置と、を含む。

他の態様では、制御器は、少なくとも１つのインバータ回路におけるスイッチと併せてスイッチング装置を制御するための信号を生成するよう構成される。

他の態様では、この回路は、ＤＣ電源における欠陥ブロック能力を含む。それにより、ＤＣ側に欠陥が生じた際に内蔵型バッテリーが保護される。

他の態様では、ＤＣ電源から少なくとも１つのインバータ回路への充電入力を制御するための方法が提供される。なお、各インバータ回路は少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに対応する。この方法は、少なくとも１つのそれぞれのバッテリーの少なくとも１つの電圧に基づいて、少なくとも１つのインバータ回路におけるスイッチと併せて、少なくとも１つのインバータ回路およびＤＣ電源に対して直列に配置されたスイッチング装置を、制御することを含む。

他の態様では、スイッチング装置は、ＤＣ電源から、第１バッテリーに対応する第１インバータ回路および第２バッテリーに対応する第２インバータ回路への、充電入力を制御するために配置される。この方法は、第１バッテリーおよび第２バッテリーの電圧の合計がＤＣ電源の入力電圧よりも小さい場合には、第１モードで動作するようスイッチング装置を制御し、第１バッテリーおよび第２バッテリーの電圧の合計がＤＣ電源の入力電圧よりも大きい場合には、第２モードで動作するようスイッチング装置を制御することを含む。

他の態様では、第１モードにおいて動作するようスイッチング装置を制御することは、第１バッテリーおよび第２バッテリーの充電を可能にする第１インバータ回路および第２インバータ回路におけるスイッチがｏｎ状態にあるときスイッチング装置を調整することを含む。

他の態様では、第１モードにおいて動作するようスイッチング装置を制御することは、第１バッテリーおよび第２バッテリーの充電を可能にする第１インバータ回路および第２インバータ回路におけるスイッチが調整される間、スイッチング装置をｏｎ状態にすることを含む。

他の態様では、デューティサイクルが第１バッテリーおよび第２バッテリーの電圧の合計をＤＣ電源の入力電圧で割った値以下の値となるよう、スイッチング装置を調整することを第１モードにおいて含む。

他の態様では、第１エネルギー貯蔵装置はバッテリーであり、第２エネルギー貯蔵装置はバッテリーである。

他の態様では、第１エネルギー貯蔵装置はバッテリーであり、第２エネルギー貯蔵装置は異なる種類のエネルギー貯蔵装置である。

他の態様では、第２エネルギー貯蔵装置はスーパーキャパシタである。

本開示の実施形態を事例により示す図面について、ここで参照する。

５つの異なる充電器トポロジー（ａ）〜（ｅ）を示す図である。 例示的な二重インバータ充電器を示す図である。 上方モジュール（ａ）の例示的な回路モデルおよび二重インバータ統合化同等ＤＣ電源の平均モデルを示す図である。いくつかの実施形態ではスイッチ平均化は、６つのハーフブリッジのうちの各ハーフブリッジを理想的な電圧源としてモデル化が可能である。 ｄ＝０．５３に対する位相「ａ」電圧および電流波形を示す図である。 正規化されたインダクタ電流リプルを示す図である。いくつかの実施形態では、インダクタ電流リプルのサイズは変換比とともに変動する。ただしＶ_ｏ＝Ｖ_１＝Ｖ_２である。各バッテリーパックが入力ＤＣ電圧に近い公称電圧を有するとき、１：１電圧比付近の動作領域は最適なリプル低下を達成し得る。 ｄ＝０．５３で動作する内部スイッチに対する例示的な相補的およびインターリーブされたスイッチングシーケンスを示す図である。ｄ_１ｉおよびｄ_２ｉはそれぞれ内部スイッチＳ_１ｉおよびＳ_２ｉに割り当てられる。最も顕著な高調波周波数が示されている。 ｄ＝０．５３におけるインターリーブされたスイッチングを有無におけるｉ１の比較を示す図である。インターリーブが適用されない場合、上部プロットにおける位相電流は重なり合う。インターリーブされたスイッチングはリプル周波数を増加させ、ピークトゥピーク・リプルを減少させる。 電流を制御するための例示的な制御図である。 ２２Ａ〜４４Ａへのｉ_ｓｒｅｆステップを用いた定電流制御の例示的なシミュレーション結果を示す図である。ｉ_ｏｕｔ１とｉ_ｏｕｔ２との間の差異は電圧バランス制御器が電圧不整合に対して作用することに起因するものである。 電圧バランス制御の例示的なシミュレーション結果を示す図である。Ｖ１およびＶ２はｔ＝０において７Ｖのずれを有する。 最も顕著な高調波成分（単数または複数）の相殺を示す、ｉ_{ｓ，ａｂｃ}、ｉ_ｄｃ、ｉ_１、およびｉ_２におけるスイッチング・リプルの例示的なシミュレーション結果を示す図である。 永久磁石ロータを模擬する突極ロータを有する１１ｋＷ二重インバータ充電器の例示的な実験室試作品の回路図である。 永久磁石ロータを模擬する突極ロータを有する１１ｋＷ二重インバータ充電器の例示的な実験室試作品の実験的設定を示す図である。 最初、入力電流はその定格値（４５Ｖ）まで上昇され、次にｔ＝１秒において５０％だけ下降された、動作点Ｖ_１＝Ｖ_２＝１７５Ｖ、Ｖ_ｄｃ＝２３０Ｖにおける定電流制御の例示的な実験結果を示す図である。 最初、入力電流はその定格値（４５Ｖ）まで上昇され、次にｔ＝１秒において５０％だけ下降された、動作点Ｖ_１＝Ｖ_２＝２４５Ｖ、Ｖ_ｄｃ＝２３０Ｖにおける定電流制御の例示的な実験結果を示す図である。 上記の例示的なスイッチング方法の使用によるｉ_ｄｃ、ｉ_{ｓ，ａｂｃ}、ｉ_１、ｉ_２に対するスイッチング・リプルの例示的な実験結果の電流波形を示す図である。 上記の例示的なスイッチング方法の使用によるｉ_ｄｃ、ｉ_{ｓ，ａｂｃ}、ｉ_１、ｉ_２に対するスイッチング・リプルの例示的な実験結果の電流リプルのフーリエスペクトルを示す図である。 電圧バランス制御の例示的な実験結果を示す図である。スーパーキャパシタバンクは７Ｖのずれを用いて事前に充電され、制御器は、電圧バランスが達成されるようΔｄを調節する。 ＤＣ充電器に直接的に接続されるドライブトレインを示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータを含むドライブトレインを示す図である。 ＤＣフロントエンドを含む例示的な回路の態様を示す図である。 ＤＣフロントエンドの例示的な構成要素を示す、二重インバータを有する例示的な回路の態様を示す図である。 単一のインバータを有する例示的な回路の態様を示す図である。 第１モードにおける動作時の例示的なスイッチ状態および結果的に生じる電流および電圧を示す図である。 第２モードにおける動作時の例示的なスイッチ状態および結果的に生じる電流および電圧を示す図である。

充電器の複雑性に対処するために、過去１０年間において、複合型トラクション・充電システムについて大規模な研究がなされてきた。その概念は、内蔵型トラクション構成要素を充電用に構成し、それによりバッテリー充電器の複雑性を解消するかまたは大幅に低減させることである。Ｓｕｂｏｔｉｃらは、９相トラクションシステムに基づく統合化された充電器を提案した［５］。図１（ａ）に示されているように、機械のニュートラル点は３相ＡＣ入力に対して直接的に接続され得る。したがってＡＣグリッドとトラクションシステムとの間には追加的なハードウェアは要求されない。このトポロジーは、充電過程において車両推力のための正味トルクも発生させない。統合化充電のための他の多相機械が［６］にまとめられている。単相ＡＣシステムを介する統合化充電に関して、図１（ｂ）では、Ｐｅｌｌｅｇｒｉｎｏらにより提案されるトポロジーが示されている。このトポロジーではＰＦＣブーストコンバータとしてトラクションシステムが用いられており、ＰＦＣブーストコンバータは整流器を介して単相ＡＣ電源にインターフェース接続されている［７］。図１（ｃ）では、Ｔａｎｇらは、単相ＡＣ電源から充電するために１組の並列接続されたトラクションインバータおよび２つのモータを使用し、それにより整流器に対する必要性が解消された［８］。いずれのポロジーでも、充電器は追加的なｄｃ／ｄｃコンバータを要求せず、したがってＥＶＳＥの重量、体積、およびコスト上の問題点は解決される。しかし両方の場合において、最小許容バッテリー電圧はＡＣ電源のピーク電圧を常に越えなければならない。

以前に説明した統合化充電器は、特に単相または３相のＡＣシステムのためのものである。再生可能エネルギー、グリッド接続貯蔵、およびＤＣ供給負荷の急速な浸透のために、ＤＣマイクログリッドを既存のＡＣネットワーク内に組み込むことにおいて顕著な努力がなされている［９］。理想的には、将来のＥＶ充電器は、既存のＤＣ高速充電器およびＤＣマイクログリッドネットワークの両方からの充電に対応するであろう。

本明細書で記載のいくつかの実施形態では、統合化充電器は、いくつかの状況では、台頭しつつあるＤＣ分配ネットワークからの電気車両高速充電を提供する。本明細書で記載のいくつかの実施形態では、電圧範囲および高調波性能が改善されるという利点が付加された状態で、前述の統合化充電器として動作するよう、既存の二重インバータ駆動装置が活用される。二重インバータトラクションシステムは、いくつかの状況では、ｄｃ／ｄｃパワーコンバータまたは追加的な磁性体を用いることなく、スピード範囲の向上およびバッテリーの統合化をもたらし、したがって、電気車両に対して魅力的である効率的かつ軽量な解決策を提供し得る。２つのインバータが要求されるが、コストにおける増加はわずかである。なぜなら、各インバータ段階が全処理パワーの半分と評価されるためである。二重インバータは、いくつかの状況では、２つの電圧源コンバータの差動接点を介して２つの分離されたＤＣ電源とモータの開放終端巻線との間のパワー伝達を支援することが可能である。完全電気自動車のための二重インバータに関する以前に提案された応用から、エネルギー供給源は、分割バッテリーパックであるか、またはバッテリーおよび浮体式キャパシタブリッジである［１１］、［１２］。二重インバータ構成は、いくつかの状況では、高速動作、高速における改善された効率、モジュール式バッテリーの設置、および、ハイブリッド型エネルギー貯蔵統合化[10]−[15]が可能となるよう、２次インバータからの電圧ブーストを提供する。

二重インバータ駆動装置に関連する課題は、２つの独立的なバッテリーを充電することが必要となることである。Ｈｏｎｇらは、単一の充電器が両方のバッテリーを充電するために利用され得ることを示した［１６］。図１（ｄ）において示されているように、１次バッテリーがスタンドアロン型充電器を使用して充電され、その一方で２次バッテリーはトラクションシステムを介して第１バッテリーから充電される。

いくつかの実施形態では、本願は、ＤＣ電力ネットワークアクセスが利用可能である場合にいくつかの実施形態ではスタンドアロン型充電器を排除し得る手段について、説明する。このトポロジーは従来のＤＣ高速充電インフラストラクチャに対して後方互換性を有し得る。本研究において提案される充電器が図１（ｅ）において示されている。前述した他の統合化充電器とは対照的に、トラクションシステムの差動接点にＤＣ入力を配置することにより、スタンドアロン型充電器を用いることなぐ二重貯蔵媒体の高速充電が可能となり得る。このトポロジーは、２つのトラクションインバータの直列接続を使用し、それにより、バッテリーが低充電状態にあるときでさえも充電機能が提供されることにより、単一インバータ充電システムにおける制限される電圧範囲が対処される。以下で説明される実施形態では車両の充電に焦点が当てられているが、いくつかの実施形態では、このトポロジーは、外部のＤＣ電力ネットワークとの双方向性エネルギー交換を実施する能力を有し得る。

いくつかの状況では、本願の実施形態は、台頭しつつあるＤＣネットワークに対して好適である統合化充電器を提供し得る。この統合化充電器では、高速充電は、ＤＣ電源に対する直接的接続により、外部ハードウェアをまったく必要としない、二重インバータ・トポロジーの差動接続を使用する改善された入力電圧範囲により、および／または、単一インバータシステムと比較して高調波性能を改善するための相補的かつインターリーブされた位相シフトを利用するスイッチング方法により、有効化される。

この新規のアーキテクチャは、台頭しつつあるＤＣグリッドからの高速ＥＶ充電を提供し得、トラクションシステムに充電機能を内蔵することにより、充電器のコスト、重量、および複雑度を減少させる潜在的な能力を有する。

トポロジー
例示的なＤＣ充電構成が図２において示されている。本明細書の目的のために、スイッチ、電圧および電流の量は、上方モジュールおよび下方モジュールに対して、それぞれ「１」および「２」と標示される。上方モジュールおよび下方モジュールが図面において示されており、より多数の、より小数の、または代替的な電子的構成要素を含み得る。上方ならびに下方のモジュールおよびこれらの構成要素の態様は、連結されてもよく、取り付けられてもよく、直接的に接続されてもよく、または間接的に（例えば１つまたは複数の中間的構成要素を介して）接続されてもよい。モジュールおよび構成要素の態様は動作可能に接続されてもよい。ｎ−ストリングからなるＥＶバッテリーパックは、１対の２レベル電圧源インバータ間で均等に分割される。各バッテリーストリングは１ストリングあたり同一個数の電池を有し、したがって組み合わされたバッテリーパックと同一の公称電圧が維持される。ＡＣ側は、機械漏れインダクタンスが２つのスイッチネットワーク間で共有されるよう、電動モータの開放終端巻線に接続される。

従来利用されることがなかった例示的な二重インバータ駆動装置の特徴は、二重インバータ駆動装置がＥＶ充電のために差動接続を活用する能力である。ＤＣ端子はモジュール１の高電圧側およびモジュール２の低電圧側から分岐する。電力は、ｄｃ／ｄｃ中間段階を用いることなく、ＤＣマイクログリッドから直接的に供給される。３つのハーフブリッジスイッチネットワークの各組は、電圧不整合を相殺するために、カスケード様式でＤＣ入力およびバッテリーに接続される。加えて、二重バッテリーパックはモータ電圧の倍増化を可能にする。図１（ｂ）における単一トラクションベースの統合化充電器とは異なり、二重バッテリーパックは、各バッテリーパックにおける電圧がＤＣ入力電圧よりも小さい場合でさえも、充電を可能にする。これは、高速充電ステーションが車両導入口において１０００Ｖまでをサポートすることが期待される大容量送電における将来の動向に対してきわめて重要となり得る［３］および［１７］。

２つのトラクションインバータの利用に関する他の潜在的な利点は、電流リプルの低下である。モータ漏れインダクタンスＬｓがＥＶモータの磁気により制限されるため、制御を介して潜在的に高いリプル成分を最少化することは有益である。したがって２種類のスイッチング方法が採用される。上方／下方電池間の１８０度の位相シフトと、並列位相間の１２０度インターリーブとの組み合わせは、その両方が、ｉ_ｄｃ、ｉ_{ｓ，ａｂｃ}、ｉ_１、およびｉ_２におけるスイッチング・リプルを減少させる。相補的なスイッチングは図１（ｂ）における統合化充電器に対しては適さない。

ＤＣ入力と各バッテリーユニットとの間の電力伝達はインダクタ電流を調節することにより達成される。動作に関するその原理は、［１８］において開発された単一ストリング・マルチポートｄｃ／ｄｃコンバータに似ているが、しかし、本研究において開発されたコンバータは３相モータ駆動装置のために再構成されている。

動作
いくつかの実施形態では、二重インバータは、トラクションモードにおけるｄｃ／ａｃ変換の実施とは対照的に、充電モードにおいて１組のｄｃ／ｄｃコンバータとして動作するよう構成されている。動作に関するその原理は図３において示される平均モデルを介して分析される。このセクションでは、相補的かつインターリーブされたスイッチングが高調波性能に対して与える影響について強調する。

Ａ．平均モデル
二重インバータの平均モデルは、分割バッテリーバックの場合と同様に、同等なエネルギー貯蔵統合化のために開発された。バッテリーパックのバランシングについてはセクションＩＶにおいてさらに扱われるであろう。マルチレベルコンバータのためのハーフブリッジネットワークの動的モデルは［１９］において開発されたが、平均スイッチモデルを表すためにも使用され得る。６個のハーフブリッジコンバータの各コンバータは、理想的な制御された電圧源としてモデル化される。電圧は、貯蔵ユニットが挿入される期間に依存する。バッテリー電流ｉ_１およびｉ_２は出力バランスから誘導される。出力フローは双方向であり得るが、本研究では、Ｖｄｃは入力として、Ｖ１およびＶ２は出力として指定される。

図３（ａ）において、各ハーフブリッジは、以下のようにモデル化される。
Ｖ_１ｉ＝ｄ_１ｉＶ_１ （１）
Ｖ_２ｉ＝ｄ_２ｉＶ_２ （２）
式中、３つのインターリーブされたｄｃ／ｄｃ段階に対してｉ＝｛ａ，ｂ，ｃ｝である。

Ｖ_２ｉが上部の組のスイッチではなく底部の組のスイッチにおいて測定された平均電圧である点を除き２つのインバータが同等であるため、上方モジュールにおけるスイッチネットワークのみが示されている。（１）および（２）において示されているように、デューティサイクルは、各バッテリー電圧Ｖ_１およびＶ_２が挿入される持続時間を調節する。したがって、各組のスイッチにおける平均電圧は、関連付けられたバッテリー電圧の一部分である。単一のハーフブリッジに対するスイッチ平均化は［２０］においても論じられた。

上部および底部のハーフブリッジスイッチネットワークが同一であると仮定すると、次の関係式、すなわち
ｄ_１＝ｄ_１ｉ （３）
ｄ_２＝ｄ_２ｉ （４）
が、この分析に対して成り立つことに注意すべきである。

任意の位相に対してＫＶＬを適用する（損失を無視する）と、電圧変換比は、次のようになる。
Ｖ_ｄｃ＝Ｖ_１ｄ_１ｉ＋Ｖ_２ｄ_２ｉ （５）
理想化された対称的なシステムに対して、ｄ_１ｉ＝ｄ_２ｉ＝ｄを仮定すると、次の式が得られる。
Ｖ_ｄｃ＝（Ｖ_１＋Ｖ_２）ｄ （６ａ）

（Ｖ_１＋Ｖ_２）／Ｖ_ｄｃ＝１／ｄ （６ｂ）

ブースト動作が可能とするためには、変換比がブースト型コンバータの変換比と類似し、Ｖ_１＋Ｖ_２≧Ｖ_ｄｃであることが示唆されていることに留意するべきである。このことは、ＥＶ充電に対する制限的要因ではない。なぜなら充電ステーションのＤＣ出力電圧が６０Ｖ〜５００Ｖであり［３］、ＥＶバッテリーセルの各ストリングが３００Ｖ〜５００Ｖの範囲である［２１］ためである。１つのバッテリーストリングを各モジュールに割り当てることにより、最小出力電圧はつねに入力電圧を越える。さらに、バッテリー管理システムは、製造者により指定された最小電圧を下回るまで放電することを許可しないであろう。

図３では、ＤＣ入力電流がインダクタ電流の合計であることが示されている。すなわち、
ｉ_ｄｃ＝ｉ_ｓａ＋ｉ_ｓｂ＋ｉ_ｓｃ （７）
出力電流ｉ_１およびｉ_２は出力バランスから誘導される。すなわち、
Ｖ_１ｉ_１＝Ｖ_１ｄ_ｉ（ｉ_ｓａ＋ｉ_ｓｂ＋ｉ_ｓｃ） （８ａ）
ｉ_１＝ｉ_ｄｃｄ_１ （８ｂ）
ｉ_２＝ｉ_ｄｃｄ_２ （８ｃ）
式中、ｉ１およびｉ２は各モジュールにおいてデューティサイクルにより設定されるＤＣ入力電流の一部である。

（８）を使用すると、各バッテリーパックに供給される平均出力は次の式で求められる。
Ｐ_１＝Ｖ_１ｉ_ｄｃｄ_１ （９ａ）
Ｐ_２＝Ｖ_２ｉ_ｄｃｄ_２ （９ｂ）
したがってバッテリーへの平均電流は、組み合わされたステータ電流およびデューティサイクルの関数である。ハーフブリッジスイッチネットワークの適切なスイッチング動作により、提案される充電器は個々のバッテリーパック電流を効果的に制御することが可能である。

Ｂ．スイッチングシーケンス
本明細書ではこれ以後、ｄ_１ｉおよびｄ_２ｉはそれぞれ内部スイッチＳ_１ｉおよびＳ_２ｉに割り当てられる。例えば、

１）相補的スイッチング：相補的戦略が、上方モジュールと下方モジュールとの間のスイッチに適用される。したがって以下の分析では、位相「ａ」に対する相補的スイッチングの影響が検査される。内部スイッチＶ_ｓａ、ｉ_ｓａ、ｉ_１ａ、およびｉ_２ａに対するゲーティング信号が図４において示されている。バランスが取られた負荷条件下では、「内部」スイッチおよび「外部」スイッチの各ペアは、１つのスイッチング期間において同一パーセントのｏｎ時間を有する。しかし、２つのモジュール間のゲーティングパルスは［１８］において示されるように１８０度位相シフトされ得る。ゲーティングパルスのこの戦略的重なりは、インダクタにおけるエネルギー変動を減少させ、その結果、例えばスイッチング周波数の２倍においてリプル電流の半分が発生する。

Ｖ_１＝Ｖ_２＝Ｖ_ｏ（理想化された対称的システム）に対するピークトゥピークインダクタ電流リプルは、次の式で求められる。

式中、第２の式は（６ｂ）および（１１ａ）を組み合わせることにより導かれる。図５において（１１ｂ）をプロットすると、この式は、このトポロジーの重要な特徴のうちの１つを強調する。すなわち、インダクタ・エネルギー変動または電流リプルは電圧差Ｖ_ｄｃ−Ｖ_ｏに依存する。バッテリーパックがバランスされ、Ｖ_１＝Ｖ_２＝Ｖ_ｄｃである場合に対しては、これはゼロであるインダクタ電流リプルをもたらすことに注意すべきである。供給ラインにおける歪みを最少化するために、理想的な動作範囲はＶ_ｏ／Ｖ_ｄｃ＝１を中心とする範囲である。

ｉ_１ｉで表される、任意の位相からのｉ_１およびｉ_２の分岐電流は、スイッチネットワークの非連続的な伝導のために脈動する。
ｉ_１ｉ＝ｉ_ｓｉＳ_１ｉ’ （１２）
ｉ_２ｉ＝ｉ_ｓｉＳ_２ｉ’ （１３）
インダクタ・リプルもバッテリーに伝搬することに注意すべきである。インダクタ・リプルが、分岐電流を合計することにより生成される脈動電流と較べて無視可能であるため、相補的スイッチングはバッテリー電流に対して最小の効果を有する。したがってバッテリーにおいて電流高調波成分を最少化するために、並列位相間でインターリーブされたスイッチングが使用される。提案されるスイッチング方法は、ＤＣ入力におけるスイッチング・リプルも減少させる。

２）インターリーブされたスイッチング：このスイッチング戦略は、二重インバータに基づく統合化された充電においては従来研究されなかった。図６において示されているように、位相ａ、ｂ、およびｃ間のゲーティングパルスは１２０度位相シフトされる。これはｉｄｃにおいて観察されるピーク・リプルをさらに減少させる。ステータ電流の位相シフトにより、ピークトゥピークｉ_ｄｃは同相スイッチングを使用して生成されたリプルのおよそ１／３であり、最も顕著なスイッチング成分は第６の高調波にシフトされる。

図７には、出力電流ｉ_１およびｉ_２に対する位相インターリービングの影響が示されている。前述のように、すべてのスイッチにおける電流は、スイッチングパターンに関わらず「切り刻」まれる。フィルタ処理されないバッテリー電流は、内部スイッチにおける脈動電流の合計である。すなわち、
ｉ_１＝ｉ_１ａ＋ｉ_１ｂ＋ｉ_１ｃ （１４）
ｉ_２＝ｉ_２ａ＋ｉ_２ｂ＋ｉ_２ｃ （１５）

不連続的な伝導に起因するスイッチング・リプルを最少化するために、インターリーブされたスイッチングは、１／３＜ｄ＜１に対してｉ_１およびｉ_２の連続的導電を可能にする。バッテリー電流は３つの位相のうちの少なくとも１つを通して伝導する。図７における第３のプロットでは、ｄ＝０．５３においてインターリーブによりおよそのリプル成分が生じ、最も顕著な高調波成分は３ｆ_ｓｗにシフトされることが示されている。ｉ_１およびｉ_２における全高調波歪みに対するインダクタ電流リプルの寄与はこの動作点では無視可能である。

要約すると、提案されるスイッチングシーケンスは、２ｆ_ｓｗ、６ｆ_ｓｗ、３ｆ_ｓｗにおいてそれぞれΔｉ_{ｓ，ａｂｃ}、Δｉ_ｄｃ、およびΔｉ_１，２を生成する。このことは、低下されたＴＨＤおよび半導体損失を効果的にもたらす。ピークトゥピーク出力電流リプルにおける低下は、バッテリー容量の衰弱およびインピーダンス劣化を防止することも支援する［２２］。

バランスが取られたエネルギー供給源を有する理想的で対称的なシステムが以前の部分で研究されたことを想起すべきである。このことは、制御器が上方モジュールおよび下方モジュールの両方に等しいデューティサイクルを設定することを可能にする。分離されたバッテリーパックが充電処理の間に異なる充電状態を有するシナリオに対処するために、デューティサイクルは、次の式で定義されるように、和項および差項に分解される。

いくつかの事例では、ＤＣ充電の目的は、１）和成分を使用してＤＣインダクタ電流を調節すること、および、２）差成分を使用して分割されたエネルギー供給源において貯蔵されたエネルギーを均一化すること、であり得る。２つの項間の結合が存在し得ることに注意すべきである。

Ａ．インダクタ電流制御
図８では、並列位相を定電流制御するための３つのＰＩ制御器が実装されている。ＥＶＳＥが通常、車両導入口におけるＤＣ電流を調節するため、各インダクタ電流は、ＤＣバス電流基準の１／３を追跡するであろう。

システムの動力学に対する式は、平均モデルにＫＶＬを適用することにより、開発された。すなわち、

式中、ｄ_１ｉおよびｄ_２ｉは（１６）にしたがってΣｄおよびΔｄにより置き換えられている。理想的には、バッテリー電圧がバランスされている場合、和項のみがＤＣ電流を駆動する。しかし差項は電流制御器に接続されている。安定性の問題を回避するために、電圧バランス制御器は、電圧ダイナミクスに対して顕著に遅い応答を有するよう設計され得る。したがって（Ｖ_１−Ｖ_２）Δｄ_ｉは電流制御器の時間尺度におけるＤＣオフセットとしてみなされ得る。

本研究で説明される例示的な制御器は、定電流充電のために開発されたものである。定電圧充電のための制御方式は将来の研究において調査され得る。

Ｂ．エネルギーバランシング
図８では、電圧バランス制御器は電圧差を取得してΔｄを出力し、次にΔｄはｄ_１ｉから減算され、ｄ_２ｉに加算される。したがって上方モジュールにおけるＤＣ電源が下方モジュールと比較して過充電されている場合、下方モジュールは、より頻繁に挿入されるであろう。両方の供給源は同時に充電されるが、出力分布がシフトされるよう、オフセットが存在する状態で充電される。このオフセットがコンバータの動作限界を超過することがないことを保証するために、リミッタが電圧バランス制御器の出力において実装される。バランス制御器がＤＣ電源内における全貯蔵エネルギーを推定するために電圧を使用することに注意すべきである。分割バッテリーパックの充電状態（クーロン数）の比較などの、他のパラメータもエネルギー管理のために使用され得る。

シミュレーション結果
提案される統合化充電器のフルスイッチ・モデルが、ＰＬＥＣＳツールボックスを用いてＭＡＴＬＡＢ／ＳＩＭＵＬＩＮＫにおいて実装される。回路図が図１２（ａ）において示されており、シミュレーションパラメータが表２において列挙されている。

ＥＶバッテリーの代わりに、２つのスーパーキャパシタバンクがこの状況研究では実験システムを反映させるために使用される。スーパーキャパシタ対バッテリーのより高速な充電／放電速度は、貯蔵エネルギーバランシング・アルゴリズムに関しての、時間の浪費度がより小さい研究を支援する。全電流量は矢印の示す方向において正である。この方向はＤＣ入力からスーパーキャパシタへの出力伝達を示す。このシミュレーション研究では、次が示される。すなわち、
・電流制御および電圧バランシング機能
・以前に提案された統合化充電器の１つの制限である動作点Ｖ_１＜Ｖ_ｄｃ、Ｖ_２＜Ｖ_ｄｃにおけるＤＣ充電
・提案されるスイッチング方法の使用による電流リプル低減化

１）定電流制御：図９には、ｔ＝０．１秒において電流ステップが加えられたときのシステム応答が示されている。インダクタ基準電流、ｉ_ｓｒｅｆ、は２２Ａから４４Ａに上昇される。この上昇により、全入力パワー、ＤＣバス電流、およびスーパーキャパシタに流れ込む電流は２倍になることが可能である。Σｄは最初（１７ｂ）において導かれるように低下し、電流需要における増加に対して影響を及ぼし、次に、１０ｍｓ後にその新しい値に安定する。遷移の後、充電器は定格状態（５０ｋＷ）で動作する。この定格状態はＣＨＡｄｅＭＯのＥＶＳＥに対して通常のシステム定格である［２３］。

２）電圧バランシング：図１０では、エネルギー分布に対する電圧バランス制御の影響が示されている。スーパーキャパシタバンクはｔ＝０において７Ｖの差を有し、Ｖ１＝Ｖ２のときにエネルギーバランスを達成する。Δ項、Δｄ、は、収束の速度を調節する。電圧バランス応答は図９においても観察され得る。図９では、ｉ_ｏｕｔ１およびｉ_ｏｕｔ２は、Ｐ１＝１８ｋＷおよびＰ２＝３２ｋＷとなるよう調節される。スーパーキャパシタがバランスされるとΔｄ＝０となり、２５ｋＷが各モジュールに送達される。

３）高調波分析：図１１では、バランスされた電圧動作シナリオに対するｉｓ_，ａｂｃ、ｉ_ｄｃ，ｉ_１、およびｉ_２に対する高調波分解が確認される。フィルタ処理以前のインダクタ、ＤＣバス、およびスーパーキャパシタにおける最も顕著な高調波周波数は、それぞれ２ｆ_ｓｗ、６ｆ_ｓｗ、および３ｆ_ｓｗである。ｉ１およびｉ２に対して、ｉ_ｄｃからの第６高調波が出力に伝搬することを観察されたい。しかし、それは、ＤＣ電流がインダクタ・リプルよりも顕著に大きいため、出力ピークトゥピーク・リプルに対して無視可能な影響を有する。

実験結果
このセクションでは、提案される充電器トポロジーに基づく１１ｋＷ実験室試作品の実験的試験について論じる。最も広く採用されるＤＣ高速充電器の１つ（ＣＨＡｄｅＭＯ）は定格が５０ｋＷである。本研究では、システム定格は、二重インバータ・パワートレインを使用する基本的な充電機能を検証するために、縮小化される。実験結果では、広い動作領域における定電流制御、電圧バランス、およびスイッチング・リプル低下について示される。２つの動作点、すなわち、１）Ｖ１＜Ｖｄｃ、Ｖ２＜Ｖｄｃ、および２）Ｖ１＞Ｖｄｃ、Ｖ２＞Ｖｄｃにおける充電について、確認される。いずれのケースにおいても、このシステムは、モータの定格出力の９４％で動作する。

実験室設定が図１２に、および、システムパラメータが表３に、示されている。Ｒｅｇａｔｒｏｎ社製の電源がＤＣ入力において２３０Ｖを提供する。この図面では端子は車両の充電インレットを表す。０．５ｋＷｈスーパーキャパシタバンクが各２レベルＶＳＣに接続される。各スーパーキャパシタバンクは１つの電池あたり３０００Ｆを有する１８０の直列接続された電池からなる。したがって各ストリングは１６．６Ｆの全静電容量を有する。永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）および誘導モータはＥＶにおいて最も広く使用される電動モータである。したがって、この試作品における巻線型ロータＳＭはＰＭＳＭと同様に定常場で動作される。これは、ロータ磁束が確実に存在するよう、ロータ巻線を励磁することにより達成される。位相電流リプルに対するロータ突起物の影響については以下で説明する。

図８における制御戦略は、統合化されたＦＰＧＡを有するリアルタイムｌｉｎｕｘＰＣ制御器上で実装され得る。

Ａ．ケース＃１：Ｖ１＜Ｖｄｃ、Ｖ２＜Ｖｄｃにおける充電。
図１３（ａ）では、各スーパーキャパシタ電圧が入力電圧より低い場合の定電流制御の実験結果が示されている。これは、低充電状態における高エネルギー、低電圧ＥＶバッテリーパックまたはバッテリーの充電に類似する。この結果では、ｉｓｒｅｆが０から１５Ａに上げられた後にその定格電流の５０％にまで下げられたときの制御器の機能が示される。入力電流は、相電流の合計まで示される。１つのスーパーキャパシタバンクあたり１７５Ｖを有する組み合わされたエネルギー貯蔵システムは、１０．３５ｋＷ定格出力において２３０ＶのＤＣ供給源から充電する。したがって定格機械出力に相当する出力でバッテリーを充電する。シミュレーションにおいて提示されたケースと同様に、ｉｄｃおよびｉｓ_，ａｂｃは新しい電流基準を追跡する。

Ｂ．ケース＃２：Ｖ１＞Ｖｄｃ、Ｖ２＞Ｖｄｃにおける充電。
図１３（ｂ）では、各スーパーキャパシタ電圧が入力電圧より大きい場合の定電流制御の実験結果が示されている。この動作シナリオは、高電圧および高速動作のために設計されたＥＶバッテリーの充電に当てはまる。入力電圧は２３０Ｖに固定され、各スーパーキャパシタバンクは２４５Ｖで充電し、合計充電出力も１０．３５ｋＷである。同一の電流ステップがこの動作点に適用された。図１４（ａ）において示されているように、相電流間のピークトゥピーク・リプルは同一ではない。突極ロータの使用は、ステータとロータとの間の非対称的な磁束漏れをもたらす。この磁束漏れは位相ごとの全インダクタンスにわずかな影響しか及ぼさない。

Ｃ．電圧バランシング
図１５では、電圧バランス制御の機能が示されている。充電前のスーパーキャパシタ電圧は１５４Ｖおよび１４７Ｖである。制御器が有効化されると、ＤＣバス電流は０から１０Ａに上がり、ＤＣ電源から２．３ｋＷを引き込む。ｄ１とｄ２との間に適用されたオフセットのために、「充電不足」状態のスーパーキャパシタバンクは「過充電」状態のスーパーキャパシタバンクと比較して、より速い充電速度を有する。スーパーキャパシタ電圧はおよそ１７８Ｖにおいて収束する。これらの結果は、初期電圧偏移に応答するバランス制御器の動作を確認する。

Ｄ．スイッチング・リプルおよびロータ突起物に関する説明
図１４（ａ）には、ケース＃１に対するものであるが、ここではより低い電流基準における、ｉ_ｄｃ、ｉ_{ｓ，ａｂｃ}、ｉ_１、およびｉ_２のスイッチング・リプルが示されている。これは、ピークトゥピーク・リプルの大きさが平均充電電流に依存しないことを示すためのものである。図１３（ａ）からの電流基準ステップにおけるスイッチングノイズを無視すると、ｉ_ｄｃ＝１５Ａにおける充電とｉ_ｄｃ＝４５Ａにおける充電との間のスイッチング・リプルは同等である。シミュレーションおよび実験研究のフーリエスペクトルを比較すると、スイッチング周波数（７．５ｋＨｚ）におけるスイッチング・リプルは両方のシステムにおいて解消されている。シミュレーションと実験結果との間のいかなる齟齬も、動作点における差異およびロータ突起物に起因するものである。例えば、実験室結果から得られる出力電流ｉ_１およびｉ_２は、第３高調波が優勢であるシミュレーション結果と比較して、第３高調波よりも高い第６高調波を有する。これは、シミュレーションモデルが定格状態で動作するという事実に起因するものである。実験研究では、低電流における充電は、より高い第６高調波リプルを導入する。

図１４におけるｉ_ｓｂリプル成分が他の２つの位相よりも顕著に小さいことに注意すべきである。このことは、突極ロータの使用によるものである。ここでは位相インダクタンスはロータの電気的な位置に依存する［７］。この実験結果では、ロータは、図１４（ａ）において非対称的な相電流リプルを生成するために、任意の方向に向けられた。図１４では、相電流リプルにおける差異はｉ_ｄｃにおける第２高調波成分を増加させる。しかし、第６高調波は、入力電流において主要なスイッチング成分であることが示されている。

本願のいくつかの実施形態では、非内蔵型ハードウェアをまったく用いることなくＤＣグリッドからの直接的充電を提供し得る、新規の統合化充電器トポロジーが提示される。この概念は、車両充電入力を、二重トラクションシステムの異なる端部に接続することである。第２のコンバータが要求されるが、より高いモータ電圧およびより低い電流が利用され得、正味スイッチＶＡ定格は不変のままである。

いくつかの事例では、二重インバータに基づく提案される統合化充電器は、広範囲な電圧範囲上での充電が可能であることを示した。１１ｋＷの実験室試作品は、ＤＣ入力電圧より高いかまたは低いスーパーキャパシタ電圧Ｖ１およびＶ２に対するＤＣ充電を検証する。さらに、結果には、実験の実行時間を短縮するためにバッテリーに代わって使用される２つのスーパーキャパシタバンクにおける効果的な電流制御およびエネルギーバランシングが示されている。提案されるスイッチング方法は、いくつかの事例では、顕著なスイッチング高調波成分を減衰させる。このことは、制限されたモータインダクタンスのインターフェースインダクタとしての使用を解決する上で不可欠である。定電圧充電のための制御方式は将来の研究において調査され得る。実際に、提案されるトポロジーの充電速度は、モータおよびトラクションのパワーエレクトロニクスの熱的制約により制限される。したがって、電気車両高速充電に対して理想的であるトラクションシステムの定格出力において充電するためのその能力が強調される。

図１６には、ＤＣ充電器により充電されるドライブトレインが示されている。ＤＣ電源はいくつかの出力インピーダンスを有する電圧源により表現される。このアーキテクチャでは、ＤＣ充電器は電気車両のバッテリーに対して直接的に接続される。

図１７には、ＤＣ充電器に接続可能である他の例示的なドライブトレインが示されている。充電器出力電圧はバッテリー電圧に限定されないが、別個のコンバータがバッテリーとＤＣ充電器との間に挿入され得る。これは、充電するにあたりドライブトレインを利用しない。

省略可能ないくつかの実施形態のＤＣフロントエンド
以下で提供されるＤＣフロントエンド回路は、好適な実施形態に係る構成要素である。

図１８には、ＤＣ電源とトラクションコンバータとの間に接続されたフロントエンド回路を含む例示的なシステムが示されている。いくつかの実施形態では、フロントエンド回路は内蔵型ＤＣ充電回路／装置の１部分である。他の実施形態では、フロントエンド回路の構成要素のうちの１つまたは複数はＤＣ電源回路の１部分であり得る。いくつかの実施形態では、フロントエンド回路の構成要素のうちの１つまたは複数は、内蔵型充電回路と、ＤＣ充電回路に接続され得るＤＣ充電回路装置と、の間に分割され得る。

いくつかの実施形態では、このシステムは、ＤＣフロントエンド段階と、インバータ駆動装置（図示の実施形態では、２つのトラクションコンバータが開放ステータモータに接続されている）と、を含む。

いくつかの実施形態では、フロントエンド回路および／または内蔵型充電回路は、電気車両を充電するために、１つまたは複数のＤＣ電源（例えばＤＣマイクログリッドまたはＤＣ充電器）に接続するよう構成される。図１９において示される例示的な実施形態では、内蔵型ＤＣ充電器は、二重インバータ駆動装置およびＤＣフロントエンド回路を含む。いくつかの事例では、ＤＣフロントエンドは、電気車両（ＥＶ）の充電を可能にするために、二重インバータ駆動装置をＤＣ電源またはネットワークに対してインターフェース接続するよう構成される。いくつかの実施形態では、ＤＣフロントエンドおよび二重インバータ駆動装置は、システム内の組み合わせられた両方のバッテリーの電圧の上または下におけるＤＣ充電を達成するために、連動する。

ＤＣフロントエンドは、二重インバータと併せてバッテリーへの入力電圧のアップコンバートおよび／またはダウンコンバートを支援するために、１つまたは複数のスイッチング装置および／または受動素子からなる。

いくつかの実施形態では、ＤＣフロントエンド回路は、インバータ回路に対応する１つまたは複数のバッテリーの電圧に基づいて、１つまたは複数のインバータ回路内のスイッチと併せて制御可能であるスイッチング装置を含む。

いくつかの実施形態（例えば図１９における例示的な回路など）では、フロントエンドスイッチング回路は、ＤＣ電源から２つのインバータ回路（例えば、それぞれバッテリー１およびバッテリー２に対応する、トラクションコンバータ１およびトラクションコンバータ２）への充電入力を制御するよう構成される。図１９では、二重インバータ駆動装置は、開放終端モータに接続された２つの多相電圧源コンバータを含む。

いくつかの実施形態では、フロントエンド回路は、充電回路において１つまたは複数のインバータ（単数または複数）に対して並列であるキャパシタおよびダイオードを含む。

いくつかの実施形態では、このシステムは（フロントエンド回路、インバータ回路、または他の箇所のいずれの部分であるかに関わらず）、インバータ回路（単数または複数）内のスイッチと併せてフロントエンド回路内のスイッチング装置を制御するよう構成された１つまたは複数の制御器を含み得る。

いくつかの実施形態では、ＤＣフロントエンドはスイッチング装置を含む。いくつかの実施形態では、スイッチング装置は能動的スイッチである。いくつかの実施形態では、スイッチング装置はＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）またはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であり得る。他の好適なスイッチング装置の使用も可能である。

異なる実施形態では、フロントエンド回路は、能動的スイッチング装置と直列に配置されたキャパシタおよび／またはインダクタの他の好適な組み合わせおよび／または配列も含み得る。

いくつかの実施形態では、フロントエンド回路は複数の能動的スイッチング装置を含み得る。

図１８のいくつかの実施形態に対して、二重インバータおよびＤＣフロントエンドは図１９において示されるようにＩＧＢＴ、ダイオード、およびキャパシタを用いて具体化され得る。

以下の説明は、図１９において示される実施形態を動作させる１つの方法である。動作は、次に示す２つの場合、すなわち、
ケース１：Ｖ_{ｂａｔｔ１}＋Ｖ_{ｂａｔｔ２}≦Ｖ_ｄｃ
ケース２：Ｖ_{ｂａｔｔ１}＋Ｖ_{ｂａｔｔ２}＞Ｖ_ｄｃ
に分割され得る。

ケース１では、いくつかの実施形態では、二重インバータ駆動装置は、Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１、Ｓｕ２、Ｓｖ２、およびＳｗ２がｏｎ状態となるよう、スイッチされる。これにより、バッテリー１およびバッテリー２は回路経路に挿入される。ＤＣフロントエンドは、スイッチＳｉｎを調整することにより、モータの電流を調節するために使用される。これを行うことにより充電器は、両方のバッテリー電圧の合計よりも大きいｄｃ電圧源から充電し得る。

いくつかの実施形態では、ケース１および／またはケース２は、回路が効果的に充電可能となる前にマージン電圧が克服されることを要求し得る。すなわち、
ケース１：Ｖ_{ｂａｔｔ１}＋Ｖ_{ｂａｔｔ２}＋Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}≦Ｖ_ｄｃ
ケース２：Ｖ_{ｂａｔｔ１}＋Ｖ_{ｂａｔｔ２}＋Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}＞Ｖ_ｄｃ

ケース２では、二重インバータ駆動装置はそのスイッチを調整することによりモータの電流を調節するために使用され、ＤＣフロントエンドはＳｉｎをｏｎ状態にする。これを行うことにより充電器は、両方のバッテリー電圧の合計よりも小さいｄｃ電圧源から充電し得る。

他の実施形態では、代替的または追加的な動作モードは、時間のうちの数パーセントにわたりＳ_ｉｎがｏｎ状態にスイッチされている間にトラクションコンバータ１および２がモータの電流を、各位相において均等に、調節し得る（すなわち、適切なデューティサイクルで動作される。デューティサイクルは、図１９において示される実施形態のケースでは、（Ｖ_{ｂａｔｔ１}＋Ｖ_{ｂａｔｔ２}）／Ｖ_ｄｃ以下でなければならない）。

例えば、ケース１では、Ｓ_ｉｎがｏｎ状態である一方、他の全スイッチはスイッチされるかまたは調整される。ケース２では、Ｓ_ｉｎがｏｆｆ状態である一方、他の全スイッチは調整されない。

他の実施形態では、スイッチングまたは調整方式の任意の組み合わせが、入力電圧に対する異なるバッテリー電圧に基づいて充電することを可能にするために、適用され得る。

いくつかの実施形態では、一方のトラクションインバータは常時ｉｎまたはｏｕｔ状態にスイッチされ、他方のトランザクションインバータは、Ｓ_ｉｎがｏｎ状態であるかまたは調整されるとともに、スイッチし得る。

他の実施形態では、図１９のダイオードが能動的スイッチ（例えばＭＯＳＦＴＥＴ／ＩＧＢＴ）と置きかえられた場合、双方向動作（すなわち、ＥＶからＤＣ電源またはネットワークへの出力伝達）が可能である。

いくつかの状況では、このシステムは、車両に利用可能である最も速い速度の充電が可能となるよう、ＤＣ電源またはネットワークからの充電において柔軟性を提供し得る。比較のために、他のＤＣ充電器はＥＶバッテリーに直接的に接続する。次にＥＶは充電器の最大出力電流を引き込むことが可能であるが、充電器の出力電圧はバッテリーにより固定されている。

いくつかの状況では、フロントエンド回路を利用する回路を用いることにより、充電器の出力電圧はバッテリーに対して独立的となることが可能である。このことにより、ＥＶはＤＣ充電器の最大パワーで充電することが可能となり得る。

電流規格によれば１０００Ｖまでの充電が可能であるが、その一方で今日の大部分のシステムはおよそ４００Ｖで充電する。これらの実施形態は、そのバッテリー電圧より上または下での充電に対応可能であるため、その両方に対して適合する。

これらの実施形態の主要な利点は、次の通りである。

いくつかの状況では、本明細書で記載のいくつかの例示的システムでは、車両が停止状態にあるときにドライブトレインの構成要素をＤＣ高速充電の目的のために再利用することが可能であり得る。

いくつかの状況では、本明細書で記載のいくつかの例示的システムでは、充電器をバッテリーから切り離すことにより、最も高い利用可能な充電速度での充電が可能であり得る。ＥＶは、バッテリーの合計電圧より高いかまたは低い出力電圧で充電器に接続されることが可能である。

いくつかの状況では、本明細書で記載のいくつかの例示的な内蔵型ＤＣ高速充電器は、充電のためにＤＣネットワーク（すなわちＤＣマイクログリッド）に直接的に接続されることが可能であるが、ＥＶ用ＤＣ高速充電器に対しても適合し得る。

いくつかの状況では、内蔵型充電器により可能である充電速度は、通常はより高いパワー定格を有するドライブトレインに対応する。

いくつかの状況では、双方向動作がＤＣネットワーク支持のために達成可能である。したがってＥＶは、バックアップ電源として、または太陽光発電のための一時的貯蔵として、機能することが可能である。

いくつかの状況では、ＤＣ充電回路は、ＤＣ電源における欠陥ブロック能力を特徴として有する。それにより、ＤＣ側に欠陥が生じた際に第１バッテリーおよび第２バッテリーが保護される。このことは、欠陥の際に第１インバータモジュールおよび第２インバータモジュールに対するゲーティング信号を停止することにより達成される。これは、好適な実施形態の重要な特徴である。改善されたゲーティング信号制御器は、いくつかの実施形態では、第１インバータモジュールに対するゲーティング信号を停止するための制御信号を提供する。

図２０において示されているように、および本明細書または他の箇所で記載のように、いくつかの実施形態では、フロントエンド回路は単一のトラクションインバータにも適用可能である。再び、このシステムは、ＤＣフロントエンドを有するドライブトレインに分割され得る。図示のモータは図１９におけるような開放終端ステータであるが、アクセス可能なニュートラル点を有するモータも使用され得る。

図２１では、Ｖｄｃ＞Ｖｂａｔｔ１＋Ｖｂａｔｔ２である場合（例えばケース１）の動作モードでのスイッチＳｉｎのスイッチ状態が示されている。この事例、動作モードでは、スイッチＳｉｎはドライブトレイン電流を制御するよう調整されている。

第１のグラフはスイッチＳｉｎのスイッチ状態が示されている。スイッチＳｉｎはドライブトレイン電流を制御するよう調整されている。

第２のグラフでは、スイッチＳｕ１、Ｓｖ１、およびＳｗ１の全スイッチがｏｎ状態となるようゲート制御され、バッテリー１がシステムに完全に挿入されていることが示されている。これは、スイッチＳｕ２、Ｓｖ２、およびＳｗ２に対しても成り立つ。

第３のグラフでは、図１９に示されたドライブトレイン電流ｉｄｒが示されている。ドライブトレイ電流ｉｄｒはＳｉｎを使用して調節される。この場合では３００Ａが調節される。モータが対称性を有するよう設計されているため、モータ内の電流はモータの３つの位相の全位相間で実質的に均等に分割される。

第４のグラフではｄｃ電源／ネットワークの電圧および電流が示されている。パワーはＥＶに伝達されている。

第５のグラフはバッテリー１の電圧および電流を示し、パワーがバッテリー１に伝達されていることが示されている。

第６のグラフはバッテリー２の電圧および電流を示し、パワーがバッテリー２に伝達されていることが示されている。

図２２では、Ｖｄｃ≦Ｖｂａｔｔ１＋Ｖｂａｔｔ２である場合（例えばケース２）の動作モードでのスイッチＳｉｎのスイッチ状態が示されている。この事例、動作モードでは、スイッチＳｉｎは、トラクションコンバータがドライブトレイン電流を制御するよう調整されている間、ｏｎ状態にゲート制御されている。

第１のグラフはスイッチＳｉｎのスイッチ状態が示されている。スイッチＳｉｎは常時ｏｎ状態にゲート制御されている。

第２のグラフでは、スイッチＳｕ１、Ｓｖ１、およびＳｗ１の全スイッチは、モータの各位相における電流を制御するために、ゲート制御されていることが示されている。これは、スイッチＳｕ２、Ｓｖ２、およびＳｗ２に対しても成り立つ。この図では、すべての位相は、ほぼ同時にスイッチされる。追加的なインターリーブされた調整技術が、ｉｄｒ上のリプル電流が減少し、しかも各位相の電流が依然として調節されるよう、スイッチング時間を推移させるために、使用され得る。第３のグラフでは、図２に示されたドライブトレイン電流ｉｄｒが示されている。ドライブトレイン電流ｉｄｒは、Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１、Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２をゲート制御することによってトラクションコンバータ１および２を使用することにより調節される。この場合では３００Ａが調節される。

第４のグラフではｄｃ電源／ネットワークの電圧および電流が示されている。パワーはＥＶに伝達されている。

第５のグラフはバッテリー１の電圧および電流を示し、パワーがバッテリー１に伝達されていることが示されている。

第６のグラフはバッテリー２の電圧および電流を示し、パワーがバッテリー２に伝達されていることが示されている。

参考文献
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［２］ Ｍ． Ｙｉｌｍａｚ ａｎｄ Ｐ． Ｔ． Ｋｒｅｉｎ， “Ｒｅｖｉｅｗ ｏｆ ｃｈａｒｇｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｌｅｖｅｌｓ ａｎｄ ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ｐｌｕｇ−ｉｎ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ａｎｄ ｈｙｂｒｉｄ ｖｅｈｉｃｌｅｓ，” ２０１２ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＩＥＶＣ）， Ｇｒｅｅｎｖｉｌｌｅ， ＳＣ， ２０１２， ｐｐ． １−８．
［３］ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ Ｐａｒｔ ２３： ＤＣ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ， ＩＥＣ ６１８５１−２３， ２０１４．
［４］ Ｍ． Ｓｍｉｔｈ， Ｊ． Ｃａｓｔｅｌｌａｎｏ， “Ｃｏｓｔｓ Ａｓｓｏｃｉａｔｅｄ Ｗｉｔｈ Ｎｏｎ−Ｒｅｓｉｄｅｎｔｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｓｕｐｐｌｙ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ − Ｆａｃｔｏｒｓ ｔｏ ｃｏｎｓｉｄｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ ｃｈａｒｇｉｎｇ ｓｔａｔｉｏｎｓ，” Ｕ．Ｓ． Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ ｏｆ Ｅｎｅｒｇｙ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｏｆｆｉｃｅ， Ｎｏｖ． ２０１５．
［５］ Ｉ． Ｓｕｂｏｔｉｃ， Ｅ． Ｌｅｖｉ， Ｍ． Ｊｏｎｅｓ ａｎｄ Ｄ． Ｇｒａｏｖａｃ， “Ｏｎ−ｂｏａｒｄ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｂａｔｔｅｒｙ ｃｈａｒｇｅｒｓ ｆｏｒ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅｓ ｕｓｉｎｇ ｎｉｎｅ−ｐｈａｓｅ ｍａｃｈｉｎｅｓ，” ２０１３ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｍａｃｈｉｎｅｓ ＆ Ｄｒｉｖｅｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， Ｃｈｉｃａｇｏ， ＩＬ， ２０１３， ｐｐ． ２２６−２３３．
［６］ Ｉ． Ｓｕｂｏｔｉｃ， Ｎ． Ｂｏｄｏ， Ｅ． Ｌｅｖｉ， Ｂ． Ｄｕｍｎｉｃ， Ｄ． Ｍｉｌｉｃｅｖｉｃ ａｎｄ Ｖ． Ｋａｔｉｃ， “Ｏｖｅｒｖｉｅｗ ｏｆ ｆａｓｔ ｏｎ−ｂｏａｒｄ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｂａｔｔｅｒｙ ｃｈａｒｇｅｒｓ ｆｏｒ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｍｕｌｔｉｐｈａｓｅ ｍａｃｈｉｎｅｓ ａｎｄ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，” ｉｎ ＩＥＴ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖｏｌ． １０， ｎｏ． ３， ｐｐ． ２１７−２２９， ３ ２０１６．
［７］ Ｇ． Ｐｅｌｌｅｇｒｉｎｏ， Ｅ． Ａｒｍａｎｄｏ ａｎｄ Ｐ． Ｇｕｇｌｉｅｌｍｉ， “Ａｎ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｂａｔｔｅｒｙ Ｃｈａｒｇｅｒ Ｗｉｔｈ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｓｃｏｏｔｅｒ，” ｉｎ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ｖｏｌ． ２５， ｎｏ． ３， ｐｐ． ７５１−７５９， Ｍａｒｃｈ ２０１０．
［８］ Ｌｉｘｉｎ Ｔａｎｇ ａｎｄ Ｇ． Ｊ． Ｓｕ， “Ａ ｌｏｗ−ｃｏｓｔ， ｄｉｇｉｔａｌｌｙ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｃｈａｒｇｅｒ ｆｏｒ ｐｌｕｇ−ｉｎ ｈｙｂｒｉｄ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅｓ，” ２００９ ＩＥＥＥ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ， Ｓａｎ Ｊｏｓｅ， ＣＡ， ２００９， ｐｐ． ３９２３−３９２９．
［９］ Ｋ． Ｓｈｅｎａｉ ａｎｄ Ｋ． Ｓｈａｈ， “Ｓｍａｒｔ ＤＣ ｍｉｃｒｏ−ｇｒｉｄ ｆｏｒ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｒｅｎｅｗａｂｌｅ ｅｎｅｒｇｙ，” ＩＥＥＥ ２０１１ ＥｎｅｒｇｙＴｅｃｈ， Ｃｌｅｖｅｌａｎｄ， ＯＨ， ２０１１， ｐｐ． １−６．
［１０］ Ｄ． Ｍ． Ｖｉｌａｔｈｇａｍｕｗａ， Ｓ． Ｄ． Ｇ． Ｊａｙａｓｉｎｇｈｅ， Ｆ． Ｃ． Ｌｅｅ， Ｕ． Ｋ． Ｍａｄａｗａｌａ， “Ａ ｕｎｉｑｕｅ ｂａｔｔｅｒｙ／ｓｕｐｅｒｃａｐａｃｉｔｏｒ ｄｉｒｅｃｔ ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｈｙｂｒｉｄ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅｓ，” ｉｎ ＩＥＣＯＮ ２０１１ − ３７ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ ＩＥＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｏｃｉｅｔｙ， ｖｏｌ．， ｎｏ．， ｐｐ．３０２０−３０２５， ７−１０ Ｎｏｖ． ２０１１．
［１１］ Ｄ． Ｃａｓａｄｅｉ， Ｇ． Ｇｒａｎｄｉ， Ａ． Ｌｅｇａ； Ｃ． Ｒｏｓｓｉ， “Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｉｎｐｕｔ Ｐｏｗｅｒ Ｂａｌａｎｃｉｎｇ ｆｏｒ ａ Ｄｕａｌ Ｔｗｏ−Ｌｅｖｅｌ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ＤＣ Ｓｏｕｒｃｅｓ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｉｎｄ． Ａｐｐｌｉｃａｔ．， ｖｏｌ．４４， ｎｏ．６， ｐｐ．１８１５−１８２４， Ｎｏｖ．−ｄｅｃ． ２００８．
［１２］ Ｙ． Ｌｅｅ ａｎｄ Ｊ． Ｉ． Ｈａ， “Ｈｙｂｒｉｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ Ｄｕａｌ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｏｐｅｎ− Ｅｎｄ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ，” ｉｎ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ｖｏｌ． ３０， ｎｏ． ６， ｐｐ． ３２８６−３２９９， Ｊｕｎｅ ２０１５．
［１３］ Ｊｕｎｈａ Ｋｉｍ， Ｊｉｎｈｗａｎ Ｊｕｎｇ ａｎｄ Ｋｗａｎｇｈｅｅ Ｎａｍ， “Ｄｕａｌ−ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｆｏｒ ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ＥＶ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｔｏｒｓ，” ｉｎ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ｖｏｌ． ５１， ｎｏ． ２， ｐｐ． ３１２−３２０， Ａｐｒｉｌ ２００４．
［１４］ Ｒ． Ｕ． Ｈａｑｕｅ， Ａ． Ｋｏｗａｌ， Ｊ． Ｅｗａｎｃｈｕｋ， Ａ． Ｋｎｉｇｈｔ ａｎｄ Ｊ． Ｓａｌｍｏｎ， “ＰＷＭ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ａ ｄｕａｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｄｒｉｖｅ ｕｓｉｎｇ ａｎ ｏｐｅｎ−ｅｎｄｅｄ ｗｉｎｄｉｎｇ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｔｏｒ，” ２０１３ ＩＥＥＥ ２８ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ （ＡＰＥＣ）， Ｌｏｎｇ Ｂｅａｃｈ， ＣＡ， ＵＳＡ， ２０１３， ｐｐ． １５０−１５６．
［１５］ Ｓ． Ｌｕ， Ｋ． Ａ． Ｃｏｒｚｉｎｅ ａｎｄ Ｍ． Ｆｅｒｄｏｗｓｉ， “Ａ Ｕｎｉｑｕｅ Ｕｌｔｒａｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｄｉｒｅｃｔ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ ｆｏｒ Ｌａｒｇｅ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｐｒｏｐｕｌｓｉｏｎ，” ｉｎ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ， ｖｏｌ． ５６， ｎｏ． ４， ｐｐ． １５０６−１５１５， Ｊｕｌｙ ２００７．
［１６］ Ｊ． Ｈｏｎｇ， Ｈ． Ｌｅｅ ａｎｄ Ｋ． Ｎａｍ， “Ｃｈａｒｇｉｎｇ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｂａｔｔｅｒｙ ｉｎ Ｄｕａｌ−Ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ｄｒｉｖｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅｓ，” ｉｎ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ｖｏｌ． ３０， ｎｏ． ２， ｐｐ． ９０９−９２１， Ｆｅｂ． ２０１５．
［１７］ Ｐｌｕｇｓ， ｓｏｃｋｅｔ−ｏｕｔｌｅｔｓ， ｖｅｈｉｃｌｅ ｃｏｎｎｅｃｔｏｒｓ ａｎｄ ｖｅｈｉｃｌｅ ｉｎｌｅｔｓ − Ｃｏｎｄｕｃｔｉｖｅ ｃｈａｒｇｉｎｇ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅｓ Ｐａｒｔ ３： Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ ｉｎｔｅｒｃｈａｎｇｅａｂｉｌｉｔｙ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｆｏｒ ｄ．ｃ． ａｎｄ ａ．ｃ．／ｄ．ｃ． ｐｉｎ ａｎｄ ｃｏｎｔａｃｔ−ｔｕｂｅ ｖｅｈｉｃｌｅ ｃｏｕｐｌｅｒｓ， ＩＥＣ ６２１９６−３， ２０１４．
［１８］ Ｙｕａｎｚｈｅｎｇ Ｈａｎ， Ｍ． Ｒａｎｊｒａｍ， Ｐ． Ｗ． Ｌｅｈｎ， “Ａ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｍｕｌｔｉ−ｐｏｒｔ ＤＣ−ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｒｅｄｕｃｅｄ ｆｉｌｔｅｒ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ，” ｉｎ ２０１５ ＩＥＥＥ １６ｔｈ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｆｏｒ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ （ＣＯＭＰＥＬ）， ｖｏｌ．， ｎｏ．， ｐｐ．１−６， １２−１５ Ｊｕｌｙ ２０１５．
［１９］ Ｇ． Ｊ． Ｋｉｓｈ， Ｃ． Ｈｏｌｍｅｓ ａｎｄ Ｐ． Ｗ． Ｌｅｈｎ， “Ｄｙｎａｍｉｃ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｆｏｒ ＨＶＤＣ ｓｙｓｔｅｍｓ，” ２０１４ ＩＥＥＥ １５ｔｈ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｆｏｒ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ （ＣＯＭＰＥＬ）， Ｓａｎｔａｎｄｅｒ， ２０１４， ｐｐ． １−７．
［２０］ Ｈ． Ｂ¨ａｎ ａｒｎｋｌａｕ， Ａ． Ｇｅｎｓｉｏｒ ａｎｄ Ｓ． Ｂｅｒｎｅｔ， ”Ｄｅｒｉｖａｔｉｏｎ ｏｆ ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｓｕｂｍｏｄｕｌｅ ｐｅｒ ａｒｍ ｆｏｒ ｍｏｄｕｌａｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，” ２０１２ １５ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｍｏｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＥＰＥ／ＰＥＭＣ）， Ｎｏｖｉ Ｓａｄ， ２０１２， ｐｐ． ＬＳ２ａ．２−１−ＬＳ２ａ．２−５．
［２１］ Ｓｉａｎｇ Ｆｕｉ Ｔｉｅ ａｎｄ Ｃｈｅｅ Ｗｅｉ Ｔａｎ， “Ａ ｒｅｖｉｅｗ ｏｆ ｅｎｅｒｇｙ ｓｏｕｒｃｅｓ ａｎｄ ｅｎｅｒｇｙ ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ ｓｙｓｔｅｍ ｉｎ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅｓ，” Ｒｅｎｅｗａｂｌｅ ａｎｄ Ｓｕｓｔａｉｎａｂｌｅ Ｅｎｅｒｇｙ Ｒｅｖｉｅｗｓ， Ｖｏｌｕｍｅ ２０， Ｐａｇｅｓ ８２−１０２， Ａｐｒｉｌ ２０１３．
［２２］ Ｃｌａｒｋ Ｇ． Ｈｏｃｈｇｒａｆ， Ｊｏｈｎ Ｋ． Ｂａｓｃｏ， Ｔｈｅｏｄｏｒｅ Ｐ． Ｂｏｈｎ， Ｉｒａ Ｂｌｏｏｍ， “Ｅｆｆｅｃｔ ｏｆ ｕｌｔｒａｃａｐａｃｉｔｏｒ−ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＰＨＥＶ ｐｒｏｔｏｃｏｌ ｏｎ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ ｉｎ ｌｉｔｈｉｕｍ−ｉｏｎ ｃｅｌｌｓ，” Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｓｏｕｒｃｅｓ， ｖｏｌ．２４６， ｐｐ．９６５−９６９， Ｊａｎｕａｒｙ １５， ２０１４
［２３］ ＩＥＥＥ Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｆ ａ ＤＣ Ｑｕｉｃｋ Ｃｈａｒｇｅｒ ｆｏｒ Ｕｓｅ ｗｉｔｈ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅｓ， ＩＥＥＥ Ｓｔｄ． ２０３０．１．１， ２０１５．

Claims (39)

1. 第１バッテリーに対応する第１インバータモジュールと、
   第２バッテリーに対応する第２インバータモジュールと、
   前記第１インバータモジュールの高出力側および前記第２インバータモジュールの低出力側から分岐するＤＣ端子と
   を含むＤＣ充電回路。
2. 前記第１インバータモジュールおよび前記第２インバータモジュールの各インバータモジュールは、前記ＤＣ端子および前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーに対してカスケード状に接続された１組の３つのハーフブリッジスイッチネットワークを含む、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
3. 前記第１インバータモジュールと前記第２インバータモジュールとの間のスイッチの相補的なスイッチングを用いて前記スイッチネットワークを制御することを含む、請求項２のＤＣ充電回路のための方法。
4. 並列位相間のインターリーブされたスイッチングを用いて前記スイッチネットワークを制御することを含む、請求項２のＤＣ充電回路のための方法。
5. バッテリーモジュール間のエネルギーをバランスするために前記第１インバータモジュールと前記第２インバータモジュールとの間のパワー分布を制御することを含む、請求項２のＤＣ充電回路のための方法。
6. 前記第１インバータモジュールおよび前記第２インバータモジュールは車両に搭載された電動モータに連結され、前記電動モータは、前記車両を移動させるための力を付与する駆動機能を前記電動モータが提供する第１モードと、前記電源に対して電気的に接続されたときに前記電動モータが充電機能を提供する第２モードと、を含むデュアルモードで動作するよう構成されている、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
7. ＤＣ側に欠陥が発生した際に前記内蔵型バッテリーを保護する、前記ＤＣ電源において欠陥ブロック能力を提供するよう構成されている、ゲーティング信号制御器をさらに含む、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
8. 前記ＤＣ端子は、前記第１インバータモジュールおよび前記第２インバータモジュールを含むトラクションシステムの差動接点において接続する、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
9. 前記ＤＣ充電回路は、スタンドアロン型充電器を有さない前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーを高速充電するよう構成されている、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
10. 前記ＤＣ充電回路は、前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーのうちの少なくとも一方が低充電状態にあるときに前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーを充電するよう構成されている、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
11. 前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーはｎ−ストリングからなるＥＶバッテリーパックである、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
12. 前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーは均等に分割された対の２レベル電圧源インバータを含む、請求項１１に記載のＤＣ充電回路。
13. 前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーは、１ストリングあたり同一個数の電池を有するバッテリーストリングを含み、それにより、前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの組み合わせと同一の公称電圧が維持される、請求項１２に記載のＤＣ充電回路。
14. 前記第１インバータモジュールおよび前記第２インバータモジュールの各インバータモジュールのＡＣ端子は、機械漏れインダクタンスが前記第１インバータモジュールと前記第２インバータモジュールとの間で共有されるよう、電動モータの開放終端巻線に連結されている、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
15. 前記第１インバータモジュールおよび前記第２インバータモジュールの各インバータモジュールは少なくとも１組のハーフブリッジスイッチネットワークを含む、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
16. 前記第１インバータモジュールおよび前記第２インバータモジュールの各インバータモジュールは１組の３つのハーフブリッジスイッチネットワークを含む、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
17. 各組の３つのハーフブリッジスイッチネットワークは、電圧不整合を相殺するために、カスケード状トポロジーで、ＤＣ入力、および前記第１バッテリー、および前記第２バッテリーに連結されている、請求項１６に記載のＤＣ充電回路。
18. 前記第１インバータモジュールおよび前記第２インバータモジュールは、対応する上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークと、対応する下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークと、を含む、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
19. 前記上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークおよび前記下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークは１８０度の位相シフトを有する、請求項１８に記載のＤＣ充電回路。
20. 前記上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークおよび前記下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークの信号の並列位相は１２０度の位相シフトを有する、請求項１８に記載のＤＣ充電回路。
21. 前記上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークおよび前記下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークは１８０度の位相シフトを有し、
    前記上方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークおよび前記下方の１組のハーフブリッジスイッチネットワークの信号の並列位相は１２０度の位相シフトを有する、
    請求項１８に記載のＤＣ充電回路。
22. ＤＣ電源から、各インバータ回路が少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに対応する、少なくとも１つのインバータ回路への、充電入力を制御するためのフロントエンドスイッチング回路であって、
    前記少なくとも１つのインバータ回路および前記ＤＣ電源に対して直列に配置されたときに前記少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに提供される前記充電入力を制御するよう構成され、かつ、前記少なくとも１つのそれぞれのバッテリーの少なくとも１つの電圧に基づいて前記少なくとも１つのインバータ回路におけるスイッチと併せて制御可能である、スイッチング装置を含む、
    フロントエンドスイッチング回路。
23. 前記ＤＣ電源から、第１バッテリーに対応する第１インバータ回路および第２バッテリーに対応する第２インバータ回路への充電入力を制御するよう構成されている、請求項２２に記載のフロントエンドスイッチング回路であって、
    前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの電圧の合計が前記ＤＣ電源の入力電圧よりも小さい場合には、前記スイッチング装置は、第１モードで動作することにより前記充電入力を制御するよう構成され、
    前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの電圧の合計が前記ＤＣ電源の前記入力電圧よりも大きい場合には、前記スイッチング装置は、第２モードで動作することにより前記充電入力を制御するよう構成されている、
    フロントエンドスイッチング回路。
24. 前記第１モードにおいては、前記スイッチング装置は、前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの充電を可能にする前記第１インバータ回路および前記第２インバータ回路におけるスイッチがｏｎ状態である間、調整される、請求項２３に記載のフロントエンドスイッチング回路。
25. 前記第１モードにおいて、前記スイッチング装置は、前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの充電を可能にする前記第１インバータ回路および前記第２インバータ回路におけるスイッチが調整される間、ｏｎ状態である、請求項２３に記載のフロントエンドスイッチング回路。
26. 前記第１モードにおいて、前記スイッチング装置は、デューティサイクルが前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの前記電圧の前記合計を前記ＤＣ電源の前記入力電圧で割った値以下の値となるよう、調整される、請求項２４に記載のフロントエンドスイッチング回路。
27. 前記第２モードにおいて、前記スイッチング装置は、前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの充電を可能にする前記第１インバータ回路および前記第２インバータ回路におけるスイッチが調整される間、ｏｎ状態である、請求項２３に記載のフロントエンドスイッチング回路。
28. 前記スイッチング装置は双方向の電流伝導および単方向性の電圧ブロック能力を有する、請求項２２に記載のフロントエンドスイッチング回路。
29. 入力フィルタと、前記少なくとも１つのインバータ回路に対して並列である、単方向性電流伝導および単方向性の電圧ブロック能力を有するダイオードのような装置と、を含む、請求項２２に記載のフロントエンドスイッチング回路。
30. 前記少なくとも１つのインバータ回路におけるスイッチと併せて前記スイッチング装置を制御するための信号を生成するよう構成された制御器を含む、請求項２２に記載のフロントエンドスイッチング回路。
31. 前記フロントエンドスイッチング回路は、前記ＤＣ電源において欠陥ブロック能力を含み、それによりＤＣ側に欠陥が生じた際に前記内蔵型バッテリーは保護される、請求項２２に記載のフロントエンドスイッチング回路。
32. ＤＣ電源から、各インバータ回路が少なくとも１つのそれぞれのバッテリーに対応する、少なくとも１つのインバータ回路への、充電入力を制御するための方法であって、
    前記少なくとも１つのそれぞれのバッテリーの少なくとも１つの電圧に基づいて、前記少なくとも１つのインバータ回路におけるスイッチと併せて、前記少なくとも１つのインバータ回路および前記ＤＣ電源に対して直列に配置されたスイッチング装置を制御することを含む、
    方法。
33. 前記スイッチング装置は、前記ＤＣ電源から、第１バッテリーに対応する第１インバータ回路および第２バッテリーに対応する第２インバータ回路への、充電入力を制御するために配置されている、請求項３２に記載の方法であって、
    前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの電圧の合計が前記ＤＣ電源の入力電圧よりも小さい場合には、第１モードで動作するよう前記スイッチング装置を制御し、
    前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの前記電圧の前記合計が前記ＤＣ電源の前記入力電圧よりも大きい場合には、前記スイッチング装置は、第２モードで動作するよう前記スイッチング装置を制御する、
    方法。
34. 前記第１モードにおいて動作するよう前記スイッチング装置を制御することは、前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの充電を可能にする前記第１インバータ回路および前記第２インバータ回路におけるスイッチがｏｎ状態にあるとき前記スイッチング装置を調整することを含む、請求項３３に記載の方法。
35. 前記第１モードにおいて動作するよう前記スイッチング装置を制御することは、前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの充電を可能にする前記第１インバータ回路および前記第２インバータ回路におけるスイッチが調整される間、前記スイッチング装置をｏｎ状態にすることを含む、請求項３３に記載の方法。
36. 前記第１モードにおいて、デューティサイクルが前記第１バッテリーおよび前記第２バッテリーの前記電圧の前記合計を前記ＤＣ電源の前記入力電圧で割った値以下の値となるよう、前記スイッチング装置を調整することを含む、請求項３４に記載の方法。
37. 前記第１エネルギー貯蔵装置はバッテリーであり、前記第２エネルギー貯蔵装置はバッテリーである、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
38. 前記第１エネルギー貯蔵装置はバッテリーであり、前記第２エネルギー貯蔵装置は異なる種類のエネルギー貯蔵装置である、請求項１に記載のＤＣ充電回路。
39. 前記第２エネルギー貯蔵装置はスーパーキャパシタである、請求項３８に記載のＤＣ充電回路。

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