KR20200018813A - 이중 인버터 구동기를 사용하여 dc 그리드를 통한 전기 차량의 정전류 고속 충전 - Google Patents

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피터 월드마 렌
루오윈 쉬
테오도르 숭
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Abstract

DC 소스로부터 적어도 하나의 인버터 회로로 충전 입력을 제어하기 위한 스위칭 회로로서, 각각의 인버터 회로는 적어도 하나의 각각의 배터리에 대응하고, 상기 스위칭 회로는 스위칭 디바이스를 구비하고, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 인버터 회로 및 상기 DC 소스와 직렬로 위치될 때, 상기 적어도 하나의 각각의 배터리에 제공되는 충전 입력을 제어하도록 구성되고, 상기 스위칭 디바이스는 상기 적어도 하나의 각각의 배터리의 적어도 하나의 전압에 기초하여 상기 적어도 하나의 인버터 회로의 스위치와 함께 제어 가능하다.

Description

이중 인버터 구동기를 사용하여 DC 그리드를 통한 전기 차량의 정전류 고속 충전
상호 참조
본 출원은 2017년 6월 15일자로 출원된 미국 출원 제62/519946호, 2017년 12월 19일자로 출원된 미국 출원 제62/607549호, 2017년 10월 23일자로 출원된 캐나다 출원 제2983328호의 우선권을 포함하는 정규 출원이고 이들의 모든 이익을 주장하며, 이들 기초출원은 모두 발명의 명칭이 "CONSTANT CURRENT FAST CHARGING OF ELECTRIC VEHICLES VIA DC GRID USING DUAL INVERTER DRIVE"이고, 이들의 전체 내용이 참조로 본 명세서에 원용된다.
기술 분야
본 발명의 실시형태는 일반적으로 전자 충전 분야에 관한 것이고, 일부 실시형태는 특히 차량의 전자 충전 분야에 관한 것이다.
전기 차량은 전세계 소비량의 27%를 차지하는 운송 부문에서 에너지 소비량을 줄일 수 있는 잠재성을 가지고 있다[1]. 가까운 미래에 신속한 배치를 통해 소비자들은 더 큰 주행 범위와 고속 충전 속도를 기대할 수 있다. AC 레벨 1 및 2, 및 DC 충전이 현재 이용 가능한 충전 방법이다. DC 충전은 1시간 이내에 전기 차량을 완전히 충전할 수 있는 잠재성이 있는 것으로 인해 AC 레벨 1 또는 2 충전보다 매력적인 옵션이다[2]. 국제 전기 기술 위원회(International Electrotechnical Commission: IEC)는 AC 또는 DC 전력망(mains)이 공급하는 충전 시스템과 인터페이싱할 수 있는 표준화된 커넥터 프로토콜(CHAdeMO, 복합 충전 시스템(Combined Charging System) 등)을 확립했다[3].
기존의 고속 충전기는 차량의 물리적 크기 및 질량이 제한되는 것으로 인해 전기 차량 공급 장비(electric vehicle supply equipment: EVSE)가 오프-보드(off-board)로 설치될 것을 요구한다. EVSE는 일반적으로 정류기, LC 필터 및 고전력 DC/DC 변환기(converter)로 구성된다. AC 레벨 충전 유닛($200-$300/kW)과는 달리 DC 고속($400/kW)은 비교하면 전력 레벨 및 시스템 복잡성이 증가하는 것으로 인해 보다 많은 비용이 든다[4]. 더 높은 암페어 정격의 부품은 비용을 증가시키는 것에 기여한다. 따라서, 더 적은 부품 수 및 충전기 복잡성이 바람직하다.
기존의 통합 충전기는 단상 또는 3상 AC 네트워크로부터 충전하도록 구성된다. DC 그리드의 급속한 출현으로 DC 전력 콘센트와 인터페이싱하는 고효율 저비용의 통합 충전기를 개발하는 것에 관심이 높아지고 있다. 본 출원은 일부 실시형태에서 신흥 DC 분배 네트워크로부터 전기 차량 고속 충전을 제공할 수 있는 새로운 통합 충전기를 기술한다. DC 그리드가 없는 경우 충전기는 대안적으로 간단한 제어되지 않는 정류기로부터 공급될 수 있다. 제안된 충전기는 고속 구동 응용을 위해 이전에 개발된 이중 인버터 토폴로지(dual inverter topology)를 활용한다. 충전기 입구를 견인 인버터(traction inverter)의 차동 단부(differential end)에 연결하는 것에 의해 단일 견인 구동기 기반의 통합 충전기를 사용하여 이전에는 얻을 수 없었던 넓은 배터리 전압 범위에서 충전하는 것이 가능하다. 11kW 실험 설정은 이중 저장 매체의 정전류 제어 및 에너지 균형을 사용하여 고속 충전을 시연한다. DC 분배 네트워크에 미치는 충전기의 고조파 영향을 최소화하기 위해 상보적 및 인터리브 스위칭 방법을 조합하는 것이 제시된다.
일 양태에 따르면, DC 충전 회로로서, 제1 배터리에 대응하는 제1 인버터 모듈; 제2 배터리에 대응하는 제2 인버터 모듈; 및 상기 제1 인버터 모듈의 고전압측(high-side) 및 상기 제2 인버터 모듈의 저전압측(low-side)과 탭핑하는(tapping off) DC 단자를 포함하는 상기 DC 충전 회로가 제공된다.
다른 양태에 따르면, DC 소스로부터 적어도 하나의 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하기 위한 선택적인 프론트-엔드 스위칭 회로(front-end switching circuit)가 제공되고, 각 인버터 회로는 적어도 하나의 각각의 배터리에 대응한다. 선택적인 프론트-엔드 스위칭 회로는 고전압 DC 입력과 인터페이싱하기 위한 추가 회로(add-on)이다.
특히, 프론트-엔드 스위칭 회로는 DC 충전 회로를 고전압 DC 네트워크에 연결하기 위해 사용될 수 있다. 프론트-엔드 스위칭 회로는 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 적어도 하나의 인버터 회로 및 상기 DC 소스와 직렬로 위치될 때, 상기 적어도 하나의 각각의 배터리에 제공되는 충전 입력을 제어하고, 상기 스위칭 디바이스는 상기 적어도 하나의 각각의 배터리의 적어도 하나의 전압에 기초하여 적어도 하나의 인버터 회로의 스위치와 함께 제어 가능하다.
일 양태에서, 제1 배터리에 대응하는 제1 인버터 모듈; 제2 배터리에 대응하는 제2 인버터 모듈; 및 상기 제1 인버터 모듈의 고전압측 및 상기 제2 인버터 모듈의 저전압측과 탭핑하는 DC 단자를 포함하는 DC 충전 회로가 제공된다.
다른 양태에서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 각각 상기 DC 단자 및 상기 제1 및 제2 배터리와 캐스케이드 방식으로 연결된 3개의 하프-브리지(half-bridge) 스위치 네트워크의 세트를 포함한다.
다른 양태에서, 방법은 상기 제1 인버터 모듈과 상기 제2 인버터 모듈 사이의 스위치들을 상보적으로 스위칭하여 상기 스위치 네트워크를 제어하는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 방법은 병렬 위상들 사이에 인터리브된 스위칭으로 상기 스위치 네트워크를 제어하는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 방법은 배터리 모듈들 사이의 에너지 균형을 맞추기 위해 상기 제1 인버터 모듈과 제2 인버터 모듈 간의 전력 분배를 제어하는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 차량에 장착된 전기 모터에 결합되고, 상기 전기 모터는 상기 전기 모터가 상기 차량을 이동시키는 힘을 부여하는 구동 기능을 제공하는 제1 모드, 및 상기 전기 모터가 상기 전력 소스에 전기적으로 결합될 때 충전 기능을 제공하는 제2 모드를 포함하는 이중 모드 동작을 수행하도록 구성된다.
다른 양태에서, 상기 회로는 상기 DC 소스에 결함 차단 기능을 제공하여 DC 측에 결함이 있는 경우 온보드(on-board) 배터리를 보호하도록 구성된 게이팅 신호 제어기를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 DC 단자는 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈을 포함하는 견인 시스템의 차동 연결부(differential connection)에 연결된다.
다른 양태에서, 상기 DC 충전 회로는 독립형 충전기 없이 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리를 고속으로 충전하도록 구성된다.
다른 양태에서, 상기 DC 충전 회로는 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리 중 적어도 하나가 낮은 충전 상태에 있을 때 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리를 충전하도록 구성된다.
다른 양태에서, 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리는 n개의 스트링으로 구성된 EV 배터리 팩이다.
다른 양태에서, 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리는 균일하게 분할된 2-레벨 전압 소스 인버터 쌍을 포함한다.
다른 양태에서, 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리는, 스트링마다 동일한 수의 셀을 가져서 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리의 조합과 동일한 공칭 전압을 유지하는 배터리 스트링을 포함한다.
다른 양태에서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈 각각의 AC 단자는 상기 제1 인버터 모듈과 상기 제2 인버터 모듈 간에 기계 누설 인덕턴스를 공유하도록 전기 모터의 개방 단부 권선에 결합된다.
다른 양태에서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 각각 적어도 하프-브리지 스위치 네트워크의 세트를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 각각 3개의 하프-브리지 스위치 네트워크의 세트를 포함한다.
다른 양태에서, 3개의 하프-브리지 스위치 네트워크의 각 세트는 전압 불일치를 설명하기 위해 DC 입력, 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리와 캐스케이드 토폴로지로 결합된다.
다른 양태에서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 하프-브리지 스위치 네트워크의 대응하는 상부 세트 및 하프-브리지 스위치 네트워크의 대응하는 하부 세트를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 상부 세트 및 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 하부 세트는 180도의 위상 이동을 갖는다.
다른 양태에서, 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 상부 세트 및 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 하부 세트의 신호의 병렬 위상은 120도의 위상 이동을 갖는다.
다른 양태에서, 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 상부 세트 및 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 하부 세트는 180도의 위상 이동을 갖고; 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 상부 세트 및 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 하부 세트의 신호의 병렬 위상은 120도의 위상 이동을 갖는다.
다른 양태에서, DC 소스로부터 적어도 하나의 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하기 위한 프론트-엔드 스위칭 회로로서, 각각의 인버터 회로는 적어도 하나의 각각의 배터리에 대응하고, 상기 프론트-엔드 스위칭 회로는 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 적어도 하나의 인버터 회로 및 상기 DC 소스와 직렬로 위치될 때, 상기 적어도 하나의 각각의 배터리에 제공되는 충전 입력을 제어하도록 구성되고, 상기 스위칭 디바이스는 상기 적어도 하나의 각각의 배터리의 적어도 하나의 전압에 기초하여 상기 적어도 하나의 인버터 회로의 스위치와 함께 제어 가능한, 상기 프론트-엔드 스위칭 회로가 제공된다.
다른 양태에서, 상기 회로는 상기 DC 소스로부터 제1 배터리에 대응하는 제1 인버터 회로 및 제2 배터리에 대응하는 제2 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하도록 구성되고, 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합이 상기 DC 소스의 입력 전압보다 더 작은 경우, 상기 스위칭 디바이스는 제1 모드에서 동작함으로써 상기 충전 입력을 제어하도록 구성되고; 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합이 상기 DC 소스의 입력 전압보다 더 큰 경우, 상기 스위칭 디바이스는 제2 모드에서 동작함으로써 상기 충전 입력을 제어하도록 구성된다.
다른 양태에서, 상기 제1 모드에서, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 온(on) 상태에 있는 동안 변조된다.
다른 양태에서, 상기 제1 모드에서, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 변조되는 동안 온 상태에 있다.
다른 양태에서, 상기 제1 모드에서, 상기 스위칭 디바이스는 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합을 상기 DC 소스의 입력 전압으로 나눈 값 이하의 듀티 사이클을 갖게 변조된다.
다른 양태에서, 상기 제2 모드에서, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 변조되는 동안 온 상태에 있다.
다른 양태에서, 상기 스위칭 디바이스는 양방향 전류 전도 및 단극성(uni-polar) 전압 차단 능력을 갖는다.
다른 양태에서, 상기 프론트 엔드 회로는 상기 적어도 하나의 인버터 회로와 병렬로 단방향 전류 전도 및 단극성 전압 차단 능력을 갖는 다이오드와 같은 디바이스, 및 입력 필터를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 회로는 상기 적어도 하나의 인버터 회로의 스위치와 함께 상기 스위칭 디바이스를 제어하기 위한 신호를 생성하도록 구성된 제어기를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 회로는 상기 DC 소스에 결함 차단 기능을 포함하여, DC 측에 결함이 있는 경우 상기 온보드 배터리를 보호한다.
다른 양태에서, DC 소스로부터 적어도 하나의 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하는 방법으로서, 각각의 인버터 회로는 적어도 하나의 각각의 배터리에 대응하고, 상기 방법은, 상기 적어도 하나의 각각의 배터리의 적어도 하나의 전압에 기초하여 상기 적어도 하나의 인버터 회로의 스위치와 함께 상기 적어도 하나의 인버터 회로 및 상기 DC 소스와 직렬로 위치된 스위칭 디바이스를 제어하는 단계를 포함하는, 상기 충전 입력을 제어하는 방법이 제공된다.
다른 양태에서, 상기 스위칭 디바이스는 상기 DC 소스로부터 제1 배터리에 대응하는 제1 인버터 회로 및 제2 배터리에 대응하는 제2 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하도록 위치되고, 상기 방법은, 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합이 상기 DC 소스의 입력 전압보다 더 작은 경우, 상기 스위칭 디바이스를 제1 모드에서 동작하도록 제어하는 단계; 및 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합이 상기 DC 소스의 입력 전압보다 더 큰 경우, 상기 스위칭 디바이스를 제2 모드에서 동작하도록 제어하는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 스위칭 디바이스를 상기 제1 모드에서 동작하도록 제어하는 단계는 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 온 상태에 있는 동안 상기 스위칭 디바이스를 변조하는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 스위칭 디바이스를 상기 제1 모드에서 동작하도록 제어하는 단계는 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 변조되는 동안 상기 스위칭 디바이스를 턴온(turn on)하는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 방법은 상기 제1 모드에서, 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합을 상기 DC 소스의 입력 전압으로 나눈 값 이하의 듀티 사이클을 갖게 상기 스위칭 디바이스를 변조하는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 상기 제1 에너지 저장 디바이스는 배터리이고, 상기 제2 에너지 저장 디바이스는 배터리이다.
다른 양태에서, 상기 제1 에너지 저장 디바이스는 배터리이고, 상기 제2 에너지 저장 디바이스는 상이한 유형의 에너지 저장 디바이스이다.
다른 양태에서, 상기 제2 에너지 저장 디바이스는 수퍼커패시터이다.
이제 본 발명의 실시형태를 예로서 도시하는 도면을 참조한다.
도 1은 충전기 토폴로지(a) 내지 (e)의 5개의 다른 예를 도시한다.
도 2는 예시적인 이중 인버터 충전기를 도시한다.
도 3은 상부 모듈(a) 및 동일한 DC 소스를 통합하는 이중 인버터의 평균 모델의 예시적인 회로 모델을 도시한다. 일부 실시형태에서, 스위치 평균화는 6개의 하프-브리지 각각을 이상적인 전압 소스로서 모델링할 수 있다.
도 4는 d = 0.53에서 위상 "a" 전압 및 전류 파형을 도시한다.
도 5는 정규화된 인덕터 전류 리플(current ripple)을 나타내는 차트를 도시한다. 일부 실시형태에서, 인덕터 전류 리플 크기는 Vo = V1 = V2인 변환 비율에 따라 변한다. 각 배터리 팩이 입력 DC 전압 근처에 공칭 전압을 갖는 경우, 1:1 전압 비율에 가까운 동작 영역이 최적의 리플 감소를 달성할 수 있다.
도 6은 d = 0.53에서 동작하는 내부 스위치에 대한 상보적이고 인터리빙된 스위칭 시퀀스의 일례를 도시한다. d1i 및 d2i는 내부 스위치(S1i 및 S2i)에 각각 매핑된다. 가장 중요한 고조파 주파수가 도시된다.
도 7은 d = 0.53에서 인터리브된 스위칭이 있고 없는 경우 i1을 비교한 것을 도시한다. 상부 플롯의 위상 전류는 인터리빙이 적용되지 않을 때 오버랩된다. 인터리브된 스위칭은 리플 주파수를 높이고 피크 대 피크 리플을 줄인다.
도 8은 전류를 제어하기 위한 예시적인 제어도를 도시한다.
도 9는 22A로부터 44A로 isref 단차를 갖는 정전류 제어를 수행한 예시적인 시뮬레이션 결과를 도시한다. iout1과 iout2 사이의 차이는 전압 불일치에 작용하는 전압 균형 맞춤 제어기에 기인한다.
도 10은 전압 균형 맞춤 제어를 수행한 예시적인 시뮬레이션 결과를 도시한다. V1 및 V2는 t = 0에서 7V 편차를 갖는다.
도 11은 가장 중요한 고조파(들)의 상쇄를 나타내는, is,abc, idc, i1 및 i2에서의 스위칭 리플의 예시적인 시뮬레이션 결과를 도시한다.
도 12a 및 도 12b는 영구 자석 회전자를 모방하는 돌출-자극 회전자(salient-pole rotor)를 갖는 11kW 이중 인버터 충전기의 예시적인 실험실 프로토타입을 도시한다. 도 12a는 회로도를 도시하고, 도 23b는 실험 설정을 도시한다.
도 13a 및 도 13b는 동작 점 (a) V1 = V2 = 175V, Vdc = 230V 및 (b) V1 = V2 = 245V, Vdc = 230V에서 정전류 제어를 수행한 예시적인 실험 결과를 도시한다. 입력 전류는 초기에 정격 값(45A)까지 상승한 다음 t = 1s에서 50% 강하했다.
도 14a 및 도 14b는 설명된 예시적인 스위칭 방법을 사용하여 idc, is,abc, i1 및 i2에 대한 스위칭 리플의 예시적인 실험 결과를 도시한다. 도 14a는 전류 파형이고, 도 14b는 전류 리플의 푸리에 스펙트럼이다.
도 15는 전압 균형 맞춤 제어의 예시적인 실험 결과를 도시한다. 수퍼커패시터 뱅크(supercapacitor bank)는 7V 편차로 사전 충전되며, 제어기는 전압 균형을 달성하기 위해 Δd를 조절한다.
도 16은 DC 충전기에 직접 연결된 구동 트레인을 도시한다.
도 17은 DC/DC 변환기를 포함하는 구동 트레인을 도시한다.
도 18은 DC 프론트-엔드를 포함하는 예시적인 회로의 양태를 도시한다.
도 19는 이중 인버터를 갖고 DC 프론트-엔드의 예시적인 구성 요소를 보여주는 예시적인 회로의 양태를 도시한다.
도 20은 단일 인버터를 갖는 예시적인 회로의 양태를 도시한다.
도 21은 제1 모드에서 동작할 때 예시적인 스위치 상태 및 결과적인 전류 및 전압을 도시한다.
도 22는 제2 모드에서 동작할 때 예시적인 스위치 상태 및 결과적인 전류 및 전압을 도시한다.
충전기의 복잡성을 해결하기 위해, 결합된 견인 및 충전 시스템이 지난 10년 동안 광범위하게 연구되어 왔다. 이러한 개념은 충전을 위해 온보드 견인 구성 요소를 구성하여 배터리 충전기의 복잡성을 제거하거나 크게 줄이는 것이다. 수보틱(Subotic) 등은 9상 견인 시스템에 기반한 통합 충전기를 제안했다[5]. 도 1(a)에 도시된 바와 같이 기계의 중립 점은 3상 AC 입력에 직접 연결되어, AC 그리드와 견인 시스템 사이에 추가 하드웨어를 요구하지 않을 수 있다. 이 토폴로지는 또한 충전 과정에서 차량 추진을 위한 순 토크를 생성하지 않는다. 통합 충전을 위한 다른 다상 기계는 [6]에 요약되어 있다. 단상 AC 시스템을 통한 통합 충전 면에서 도 1(b)은 펠레그리노(Pellegrino) 등이 제안한 토폴로지를 도시한다. 이것은 정류기를 통해 단상 AC 소스와 인터페이싱하는 PFC 부스트 변환기로서 견인 시스템을 사용한다[7]. 도 1(c)에서 탱(Tang) 등은 단상 AC 소스로부터 충전하기 위해 병렬 연결된 견인 인버터와 2개의 모터의 세트를 사용하여 정류기의 필요성을 제거한다[8]. 어느 토폴로지이든 간에 충전기는 추가 DC/DC 변환기를 요구하지 않아서, EVSE의 중량, 부피 및 비용 고려 사항을 해결한다. 그러나 두 경우 모두 최소 허용 배터리 전압은 AC 전력망의 피크 전압을 항상 초과해야 한다.
전술한 통합 충전기는 특히 단상 또는 3상 AC 시스템을 위한 것이다. 재생 에너지, 그리드 연결 저장 매체 및 DC 공급 부하의 신속한 침투로 인해 기존 AC 네트워크 내에 DC 마이크로 그리드를 통합하는 데 상당한 노력이 이미 기울여지고 있다[9]. 이상적으로 미래의 EV 충전기는 기존 DC 고속 충전기로부터 그리고 DC 마이크로 그리드 네트워크로부터 충전하는 것을 모두 수용할 수 있다.
본 명세서에 설명된 일부 실시형태에서, 통합 충전기는 일부 상황에서 신흥 DC 분배 네트워크로부터 전기 차량에 고속 충전을 제공할 수 있다. 이 충전기는 기존의 이중 인버터 구동기를 활용하여 전압 범위 및 고조파 성능 향상이라는 추가 이익과 함께 위에서 언급한 통합 충전기로 동작한다. 이중 인버터 견인 시스템은 경우에 따라 DC/DC 전력 변환기 또는 추가 자성 물질을 사용하지 않고 속도 범위를 증가시키고 배터리 통합을 제공하여 전기 차량에 매력적인 효율적이고 경량의 솔루션을 제공할 수 있다. 두 개의 인버터가 필요하지만 각 인버터 스테이지가 총 처리 전력의 절반으로 평가되므로 비용이 약간 증가한다. 이중 인버터는 일부 상황에서 두 개의 전압 소스 변환기의 차동 연결부를 통해 모터의 개방 단부 권선과 두 개의 절연된 DC 소스 사이에 전력 전송을 수행할 수 있다. 모든 전기 차량용 이중 인버터의 이전에 제안된 응용에서 에너지 소스는 스플릿형 배터리 팩 또는 배터리 및 플로팅 커패시터 브리지이다([11], [12]). 이중 인버터 구성은 일부 상황에서 2차 인버터로부터 전압 상승을 제공하여 고속 동작, 고속 효율 개선, 모듈식 배터리 설치 및 하이브리드 에너지 저장 통합을 가능하게 할 수 있다([10]-[15]).
이중 인버터 구동기와 관련된 문제는 2개의 독립적인 배터리를 충전할 필요가 있다는 것이다. 홍(Hong) 등은 하나의 충전기를 사용하여 두 배터리를 모두 충전할 수 있다는 것을 보여 주었다[16]. 도 1(d)에 도시된 바와 같이, 1차 배터리는 독립형 충전기를 사용하여 충전되는 반면, 2차 배터리는 견인 시스템을 통해 1차 배터리로부터 충전된다.
일부 실시형태에서, 본 출원은 일부 경우에 DC 전력 네트워크 액세스가 이용 가능한 경우 독립형 충전기를 제거할 수 있는 수단을 설명한다. 토폴로지는 기존 DC 고속 충전 인프라와 역 호환될 수 있다. 이 연구에서 제안된 충전기는 도 1(e)에 도시되어 있다. 앞에서 설명한 다른 통합 충전기와 달리 견인 시스템의 차동 연결부에 DC 입력을 배치하면 독립형 충전기 없이도 이중 저장 매체를 고속으로 충전할 수 있다. 토폴로지는 2개의 견인 인버터를 직렬 연결하여 단일 인버터 충전 시스템의 제한된 전압 범위를 해결하여, 배터리가 낮은 충전 상태에 있을 때에도 충전 기능을 제공할 수 있다. 후술되는 실시형태는 차량 충전에 중점을 두지만, 일부 실시형태에서, 토폴로지는 외부 DC 전력 네트워크와 양방향 에너지 교환을 할 수 있다.
일부 상황에서, 본 출원의 실시형태는 DC 소스에 직접 연결함으로써 고속 충전이 가능한 신흥 DC 네트워크에 적합한 통합 충전기; 외부 하드웨어를 요구함이 없이 이중 인버터 토폴로지의 차동 연결부를 사용하여 개선된 입력 전압 범위; 및/또는 단일 인버터 시스템에 비해 고조파 성능을 향상시키기 위해 상보적이고 인터리빙된 위상 이동을 이용하는 스위칭 방법을 제공할 수 있다.
새로운 아키텍처는 충전 기능을 견인 시스템에 통합함으로써 충전기 비용, 중량 및 복잡성을 감소시킬 수 있는 잠재성과 함께 신흥 DC 그리드로부터 고속 EV 충전을 제공할 수 있다.
토폴로지
예시적인 DC 충전 구성이 도 2에 도시되어 있다. 본 문서의 목적을 위해, 상부 모듈 및 하부 모듈에 대한 스위치, 전압 및 전류량은 각각 "1" 및 "2"로 표시되어 있다. 모듈은 도면에 예로서 도시되어 있으며, 더 많거나 더 적거나 대안적인 전자 구성 요소를 포함할 수 있다. 모듈 및 그 구성 요소의 양태는 (예를 들어, 하나 이상의 중간 구성 요소와) 결합, 부착, 직접 연결 또는 간접 연결될 수 있다. 모듈 및 구성 요소의 양태는 또한 동작 가능하게 연결될 수 있다. n개의 스트링으로 구성된 EV 배터리 팩은 한 쌍의 2-레벨 전압 소스 인버터 간에 균일하게 분할된다. 각 배터리 스트링은, 스트링마다 동일한 수의 셀을 가져서 결합된 배터리 팩과 동일한 공칭 전압을 유지한다. AC 측은 기계 누설 인덕턴스를 두 스위치 네트워크 간에 공유하도록 전기 모터의 개방 단부 권선에 연결된다.
이전에 이용되지 않은 예시적인 이중 인버터 구동기의 특징은 EV 충전을 위해 차동 연결부를 이용하는 능력이다. DC 단자는 모듈 1의 고전압측 및 모듈 2의 저전압측과 탭핑한다. DC/DC 중간 스테이지 없이 DC 마이크로 그리드로부터 직접 전력이 공급될 수 있다. 3개의 하프-브리지 스위치 네트워크의 각 세트는 전압 불일치를 설명하기 위해 DC 입력 및 배터리와 캐스케이드 방식으로 연결된다. 또한 이중 배터리 팩을 사용하면 모터 전압을 두 배로 늘릴 수 있다. 도 1(b)의 단일 견인 기반 통합 충전기와 달리 이것은 각 배터리 팩의 전압이 DC 입력 전압보다 더 낮은 경우에도 충전을 가능하게 한다. 이는 고속 충전 스테이션이 차량 입구에서 최대 1000V를 지원할 것으로 예상되는 벌크 전력 전송의 향후 추세에 중요할 수 있다([3], [17]).
2개의 견인 인버터를 이용하는 또 다른 잠재적 이익은 전류 리플이 감소된다는 것이다. 모터 누설 인덕턴스(Ls)는 EV 모터의 자기 구성 요소에 의해 제한되므로 제어를 통해 잠재적으로 높은 리플 성분을 최소화하는 것이 유리하다. 따라서 두 가지 유형의 스위칭 방법이 전개된다. 상부/하부 셀 간 180° 위상 이동과, 120°의 조합. 병렬 위상들 사이의 인터리빙은 모두 idc, is,abc, i1 및 i2에서 스위칭 리플을 감소시킨다. 도 1(b)의 통합 충전기에서는 상보적 스위칭이 불가능하다.
DC 입력과 각 배터리 유닛 사이의 전력 전송은 인덕터 전류를 조절함으로써 달성된다. 동작 원리는 [18]에서 개발된 단일 스트링 다중 포트 DC/DC 변환기와 유사하지만 개발된 변환기는 이 연구에서 3상 모터 구동기용으로 재구성된다.
동작
일부 실시형태에서, 이중 인버터는 견인 모드에서 DC/AC 변환을 수행하는 것과 달리 충전 모드에서 DC/DC 변환기의 세트로서 동작하도록 구성된다. 동작 원리는 도 3에 도시된 평균 모델을 통해 분석된다. 이 절은 또한 고조파 성능에 미치는 상보적 및 인터리브 스위칭의 영향을 강조한다.
A. 평균 모델
이중 인버터의 평균 모델은 스플릿형 배터리 팩의 경우와 같이 동일한 에너지 저장 매체를 통합하기 위해 개발되었다. 배터리 팩에 균형을 맞추는 것은 IV 절에서 다룰 것이다. 다중 레벨 변환기를 위한 하프-브리지 네트워크의 동적 모델은 [19]에서 개발되었지만 평균 스위치 모델을 나타내는 데 사용될 수도 있다. 6개의 하프-브리지 변환기 각각은 이상적인 제어 전압 소스로 모델링되었다. 전압은 저장 유닛이 삽입된 지속 시간에 의존한다. 배터리 전류(i1 및 i2)는 전력 균형으로부터 도출된다. 전력 흐름은 양방향일 수 있지만 이 연구에서는 Vdc를 입력으로 식별하고, V1 및 V2를 출력으로 식별한다.
도 3(a)에서, 각각의 하프-브리지는 다음과 같이 모델링된다:
Figure pct00001
여기서 3개의 인터리브된 DC/DC 스테이지에 대해 i = {a, b, c}이다.
V2i가 상부 스위치 세트 대신 하부 스위치 세트에 걸쳐 측정된 평균 전압이라는 것을 제외하고는, 두 인버터가 동일하기 때문에 상부 모듈에 스위치 네트워크만이 도시되어 있다. 수식 (1) 및 수식 (2)에 도시된 바와 같이 듀티 사이클은 각 배터리 전압(V1 및 V2)이 삽입된 지속 시간을 조절한다. 따라서 각 스위치 세트의 평균 전압은 관련 배터리 전압의 분율(fraction)이다. 단일 하프-브리지에 대한 스위치 평균화는 [20]에서도 논의되었다.
다음의 관계, 즉,
Figure pct00002
는 이 분석을 위해 상부와 하부에 동일한 하프-브리지 스위치 네트워크를 가정하는 것이 유효하다는 것이 주목된다.
KVL을 (손실을 무시하고) 임의의 위상에 적용하면 전압 변환 비율은 다음과 같다:
Figure pct00003
이상적인 대칭 시스템에 대해 d1i = d2i = d라고 가정하면 다음과 같이 된다:
Figure pct00004
Figure pct00005
Figure pct00006
변환 비율은 부스트 변환기의 변환 비율과 유사하여 부스트 동작을 가능하게 하기 위해
Figure pct00007
을 제안한다는 것이 주목된다. 이것은 충전 스테이션의 DC 출력 전압이 60V 내지 500V이고[3], EV 배터리 셀의 각 스트링이 300V 내지 500V에 이르기[21] 때문에 EV 충전을 제한하는 요소는 아니다. 각 모듈에 하나의 배터리 스트링을 할당하는 것에 의해 최소 출력 전압이 입력 전압을 항상 초과한다. 또한 배터리 관리 시스템은 제조업체가 지정한 최소 전압 이하로 배터리가 방전되지 않도록 해야 한다.
도 3은 또한 DC 입력 전류가 인덕터 전류의 합이라는 것을 도시한다:
Figure pct00008
출력 전류(i 1 및 i 2)는 전력 균형으로부터 도출될 수 있다:
Figure pct00009
여기서 i1 및 i2는 각 모듈에서 듀티 사이클에 의해 설정된 DC 입력 전류의 분율이다.
수식 (8)을 사용하면, 각 배터리 팩에 공급된 평균 전력은 다음과 같다:
Figure pct00010
따라서 배터리로의 평균 전류는 결합된 고정자 전류 및 듀티 사이클의 함수이다. 하프-브리지 스위치 네트워크를 적절히 스위칭 동작시키는 것을 통해 제안된 충전기는 개별 배터리 팩 전류를 효과적으로 제어할 수 있다.
B. 스위칭 시퀀스
본 문서의 나머지 부분에서, d1i 및 d2i는 각각 내부 스위치(S1i 및 S2i)로 매핑된다. 예를 들어,
Figure pct00011
1) 상보적 스위칭: 상부 모듈과 하부 모듈 사이의 스위치에 상보적인 전략이 적용된다. 따라서, 다음 분석은 위상 "a"에 미치는 상보적 스위칭의 영향을 조사한다. 내부 스위치의 게이팅 신호(V sa , i sa , i 1 a , 및 i 2 a )는 도 4에 도시되어 있다. 균형 잡힌 부하 조건 하에서 "내부" 및 "외부" 스위치의 각 쌍은 하나의 스위칭 기간에서 동일한 온-타임(on-time) 퍼센트를 갖는다. 그러나 두 모듈 사이의 게이팅 펄스는 [18]에 설명된 대로 180° 위상 이동될 수 있다. 게이팅 펄스의 이 전략적 오버랩은 인덕터의 에너지 변동을 줄여 스위칭 주파수의 두 배의 리플 전류를 절반으로 초래한다.
V1 = V2 = Vo(이상적인 대칭 시스템)에 대한 피크 대 피크 인덕터 전류 리플은 다음과 같다:
Figure pct00012
여기서 두 번째 수식은 수식 (6b)과 수식 (11a)을 결합하는 것에 의해 도출된다. 도 5에 수식 (11b)을 도시하면 이 수식은 이 토폴로지의 주요 특징 중 하나를 강조하는데, 즉, 인덕터 에너지 변동 또는 전류 리플은 전압 차이(Vdc - Vo)에 의존한다. 배터리 팩이 균형 잡히고 V1 = V2 = Vdc인 경우에 인덕터 전류 리플이 0이 된다는 것이 주목된다. 공급 라인의 왜곡을 최소화하기 위해 이상적인 동작 범위가
Figure pct00013
에 중심이 있다.
i1i로 표시되는 임의의 위상으로부터의 i1 및 i2의 분기 전류는 스위치 네트워크의 불연속 전도로 인해 맥동한다:
Figure pct00014
인덕터 리플도 배터리로 전파된다는 것이 주목된다. 인덕터 리플은 분기 전류를 합산하여 생성된 맥동 전류에 비해 무시 가능할 수 있으므로 상보적 스위칭은 배터리 전류에 미치는 영향을 최소화한다. 따라서 배터리의 전류 고조파를 최소화하기 위해 병렬 위상들 간 인터리브 스위칭이 사용된다. 제안된 스위칭 방법은 또한 DC 입력에서의 스위칭 리플을 줄인다.
2) 인터리브 스위칭: 이 스위칭 전략은 이중 인버터에 기반한 통합 충전기에서 이전에 연구되지 않았다. 도 6에 도시된 바와 같이, 위상(a, b 및 c) 사이의 게이팅 펄스는 120°만큼 위상 이동된다. 이것은 idc에서 관찰되는 피크 리플을 추가로 감소시킨다. 고정자 전류의 위상이 이동하는 것으로 인해 피크 대 피크(idc)는 동위상 스위칭을 사용하여 생성된 리플의 약 1/3이며, 가장 중요한 스위칭 성분은 6차 고조파로 이동된다.
도 7은 출력 전류(i1 및 i2)에 미치는 위상 인터리빙의 영향을 도시한다. 앞서 논의한 바와 같이, 모든 스위치의 전류는 스위칭 패턴에 관계없이 "절단(chopped)"된다. 필터링되지 않은 배터리 전류는 내부 스위치의 맥동 전류의 합이다:
Figure pct00015
불연속 전도로 인한 스위칭 리플을 최소화하기 위해, 인터리브 스위칭은 1/3 < d < 1의 경우 i 1 및 i 2의 연속적인 전도를 가능하게 한다. 배터리 전류는 3상 중 적어도 하나의 위상을 통해 전도된다. 도 7의 세 번째 플롯은 d = 0.53에서 인터리빙이 약 리플 성분을 초래하고 가장 중요한 고조파가 3fsw로 이동되는 것을 도시한다. i1 및 i2의 총 고조파 왜곡에 인덕터 전류 리플이 기여하는 것은 이 동작 점에서 무시 가능할 수 있다.
요약하면, 제안된 스위칭 시퀀스는 각각 2f sw , 6f sw , 및 3f sw 에서 Δi s , abc , Δi dc , 및 Δi 1 ,2를 생성한다. 이는 효과적으로 THD 및 반도체 손실을 줄인다. 피크 대 피크 출력 전류 리플을 감소시키면 또한 배터리 용량의 쇠퇴(fade) 및 임피던스의 저하를 방지하는 데 도움을 준다[22].
균형 잡힌 에너지 소스를 갖는 이상적인 대칭 시스템이 이전의 절에서 연구되었다는 것을 상기하자. 이를 통해 제어기는 상부 모듈 및 하부 모듈에 모두 동일한 듀티 사이클을 설정할 수 있다. 충전 과정 동안 절연된 배터리 팩이 다른 충전 상태를 갖는 시나리오를 해결하기 위해 듀티 사이클은 다음과 같이 정의된 합계 및 차이 항으로 분해된다:
Figure pct00016
일부 경우에, DC 충전기의 목적은 1) 합계 성분을 사용하여 DC 인덕터 전류를 조절하는 것, 및 2) 차이 성분을 사용하여 스플릿형 에너지 소스에 저장된 에너지를 균일화하는 것일 수 있다. 두 항 사이에 결합이 존재할 수 있다는 것에 유의한다.
A. 인덕터 전류 제어
도 8에서, 병렬 위상을 정전류 제어하기 위해 3개의 PI 제어기가 구현된다. EVSE는 일반적으로 차량 입구에서 DC 전류를 조절하기 때문에 각 인덕터 전류는 DC 버스 전류 기준의 1/3을 추적한다.
시스템의 동역학에 대한 수식은 KVL을 평균 모델에 적용하는 것에 의해 생성된다:
Figure pct00017
여기서 d1i와 d2i는 수식 (16)에 따라 Σd와 Δd로 대체되었다. 이상적으로, 배터리 전압이 균형 잡히면 합계 항만이 DC 전류를 유도한다. 그러나, 차이 항은 전류 제어기에 결합된다. 안정성 문제를 피하기 위해 전압 균형 맞춤 제어기는 전압 동역학에 상당히 느린 응답을 갖도록 설계될 수 있다. 따라서, (V1 - V2) Δdi는 전류 제어기의 시간 스케일에서 DC 오프셋으로 고려될 수 있다.
이 연구에서 논의된 예시적인 제어기는 정전류 충전을 위해 개발되었다. 정전압 충전을 위한 제어 방식은 향후 연구에서 조사될 수 있다.
B. 에너지 균형 맞춤
도 8에서, 전압 균형 맞춤 제어기는 전압 차이를 취하고 Δd를 출력하며, 이 출력은 d1i로부터 감산되고 d2i에 가산된다. 따라서 상부 모듈의 DC 소스가 하부 모듈에 비해 과충전되면 하부 모듈이 보다 자주 삽입된다. 두 소스가 모두 동시에 충전되지만 전력 분배를 이동시키기 위해 오프셋을 갖고 충전된다. 이 오프셋이 변환기의 동작 한계를 초과하지 않는 것을 보장하기 위해 전압 균형 맞춤 제어기의 출력에 제한기(limiter)가 구현된다. 균형 맞춤 제어기는 DC 소스에 총 저장된 에너지를 추정하는데 전압을 사용한다는 것이 주목된다. 스플릿형 배터리 팩의 충전 상태(쿨롱 수)를 비교하는 것과 같은 다른 파라미터가 에너지 관리를 위해 사용될 수 있다.
시뮬레이션 결과
제안된 통합 충전기의 풀-스위치(full-switch) 모델은 PLECS 툴박스와 함께 MATLAB/SIMULINK에서 구현된다. 회로도는 도 12a에 도시되고, 시뮬레이션 파라미터는 표 2에 나열되어 있다.
Figure pct00018
EV 배터리 대신에, 실험 시스템을 반영하기 위해 이 시뮬레이션 연구에서 2개의 수퍼커패시터 뱅크가 사용된다. 수퍼커패시터 대(vs.) 배터리의 충전/방전 속도가 빠르면 저장 에너지 균형 맞춤 알고리즘에 대한 연구 소비 시간이 더 적게 소요된다. 모든 전류량은 DC 입력으로부터 수퍼커패시터로 전력 전송을 나타내는 화살표로 표시된 방향으로 양이다. 이 시뮬레이션 연구는,
Figure pct00019
전류 제어 및 전압 균형 맞춤 기능,
Figure pct00020
이전에 제안된 통합 충전기의 하나의 제한 사항인, 동작 점 V1 < Vdc, V2 < Vdc에서의 DC 충전, 및
Figure pct00021
제안된 스위칭 방법을 사용한 전류 리플 감소를 시연한다.
Figure pct00022
1) 정전류 제어: 도 9는 t = 0.1s에서 전류 단차가 인가될 때의 시스템 응답을 도시한다. 인덕터 기준 전류(isref)는 22A로부터 44A로 상승한다. 이는 총 입력 전력, DC 버스 전류, 및 수퍼커패시터로의 전류가 이에 따라 두 배가 되도록 한다. Σd는 수식 (17b)에서 도출된 바와 같이 초기에 저하하고 현재 수요 증가에 따라 작용하여 10ms 내에 새로운 값으로 안정화된다. 과도 상태 후 충전기는 CHAdeMO EVSE의 일반적인 시스템 정격인 정격 조건(50kW)에서 동작한다[23].
2) 전압 균형 맞춤: 도 10은 에너지 분배에 미치는 전압 균형 맞춤 제어의 효과를 설명한다. 수퍼커패시터 뱅크는 t = 0에서 7V 차이를 가지며, V1 = V2일 때 에너지 균형을 달성한다. 델타 항(Δd)은 수렴 속도를 조절한다. 전압 균형 응답은 도 9에서도 볼 수 있는데, 여기서 iout1 및 iout2는 P1 = 18kW 및 P2 = 32kW가 되도록 조절된다. 수퍼커패시터가 균형 잡히면 Δd = 0이어서 각 모듈에 25kW를 전달한다.
3) 고조파 분석: 도 11은 균형 잡힌 전압 동작 시나리오에서 is,abc, idc, i1 및 i2의 고조파 분해를 검증한다. 필터링 전 인덕터, DC 버스 및 수퍼커패시터에서 가장 중요한 고조파 주파수는 각각 2fsw, 6fsw 및 3fsw이다. i1과 i2의 경우 idc로부터 6차 고조파가 출력으로 전파되는 것을 관찰한다. 그러나 DC 전류가 인덕터 리플보다 훨씬 더 크기 때문에 출력 피크 대 피크 리플에 미치는 영향은 무시 가능할 수 있다.
실험 결과
이 절은 제안된 충전기 토폴로지에 기반한 11kW 실험실 프로토타입의 실험 테스트를 논의한다. 가장 일반적으로 채택된 DC 고속 충전기(CHAdeMO) 중 하나는 50kW 정격이다. 본 연구에서는 이중 인버터 파워 트레인을 사용하여 기본 충전 기능을 확인하기 위해 시스템 정격이 축소된다. 실험 결과는 넓은 동작 영역에서 정전류 제어, 전압 균형 맞춤, 및 스위칭 리플 감소를 보여준다. 1) V1 < Vdc, V2 < Vdc, 및 2) V1 > Vdc, V2 > Vdc의 두 가지 동작 점에서 충전하는 것이 검증될 수 있다. 어느 경우이든 시스템은 모터의 정격 전력의 94%에서 동작한다.
실험실 설정은 도 12에 도시되고, 시스템 파라미터는 표 3에 제시되어 있다. 레가트론(Regatron) 전력 공급원은 DC 입력에서 230V를 제공하며, 여기서 단자는 차량의 충전 입구를 나타낸다. 0.5kWh 수퍼커패시터 뱅크는 각 2-레벨 VSC에 연결된다. 각 수퍼커패시터 뱅크는 셀마다 3000F를 갖는 180개의 직렬 연결된 셀로 구성된다. 따라서 각 스트링은 16.6F의 총 커패시턴스를 갖는다. 영구 자석 동기 모터(Permanent magnet synchronous motor: PMSM) 및 유도 모터는 EV에서 가장 일반적으로 사용되는 전기 모터이다. 따라서, 프로토타입의 권선 회전자(SM)는 PMSM과 유사한 일정한 자계에서 동작된다. 이것은 회전자 선속이 존재하는 것을 보장하기 위해 회전자 권선을 여기시키는 것에 의해 달성된다. 위상 전류 리플에 미치는 회전자 돌출(saliency)의 영향은 아래에서 논의한다.
도 8의 제어 전략은 통합된 FPGA를 갖는 실시간 리눅스 PC 제어기에서 구현될 수 있다.
A. 경우 #1: V1 < Vdc, V2 < Vdc에서 충전
도 13a는 각 수퍼커패시터 전압이 입력 전압보다 더 낮을 때 정전류 제어를 수행한 실험 결과를 도시한다. 이는 고에너지, 저전압 EV 배터리 팩, 또는 낮은 충전 상태의 배터리를 충전하는 것과 유사하다. 결과는 isref가 0으로부터 15A로 상승된 후 정격 전류의 50%로 강하될 때 제어기의 기능을 보여준다. 입력 전류는 위상 전류의 합으로 표시된다. 수퍼커패시터 뱅크당 175V의 결합된 에너지 저장 시스템은 10.35kW 정격 전력에서 230V DC 공급원으로부터 충전되어서, 정격 기계 전력과 비슷한 전력으로 배터리를 충전한다. 시뮬레이션에서 제시된 경우와 유사하게 idc 및 is,abc는 새로운 전류 기준을 추적한다.
B. 경우 #2: V1 > Vdc, V2 > Vdc에서 충전
도 13b는 각 수퍼커패시터 전압이 입력 전압을 초과할 때 정전류 제어를 수행한 실험 결과를 도시한다. 이 동작 시나리오는 고전압, 고속 동작을 위해 설계된 EV 배터리를 충전하는데 적용된다. 입력 전압은 230V에 고정되고, 각 수퍼커패시터 뱅크는 245V에서 충전되며, 총 충전 전력도 10.35kW이다. 이 동작 점에도 동일한 전류 단차가 적용된다. 도 14a에 도시된 바와 같이, 위상 전류들 사이의 피크 대 피크 리플은 동일하지 않다. 돌출-자극 회전자를 사용하면 고정자와 회전자 간의 선속 연결에 비대칭이 발생하여, 위상마다 총 인덕턴스에 약간의 영향을 미친다.
C. 전압 균형 맞춤
도 15는 전압 균형 맞춤 제어의 기능을 설명한다. 충전 전의 수퍼커패시터 전압은 154V 및 147V이다. 제어기가 활성화되면 DC 버스 전류는 0에서부터 10A로 상승하여 DC 공급원으로부터 2.3kW를 끌어온다. d1과 d2 사이에 적용된 오프셋으로 인해 "과충전된" 수퍼커패시터 뱅크는 "과충전된" 수퍼커패시터 뱅크에 비해 충전 속도가 더 빠르다. 수퍼커패시터 전압은 약 178V에서 수렴한다. 결과는 초기 전압 편차에 응답하여 균형 맞춤 제어기의 동작을 검증한다.
D. 스위칭 리플 및 회전자 돌출의 논의
도 14a는 경우 #1에서 더 낮은 전류 기준에 있는 idc, is,abc, i1 및 i2의 스위칭 리플을 도시한다. 이는 피크 대 피크 리플의 크기가 평균 충전 전류와 독립적이라는 것을 보여주는 것이다. 도 13a에서 전류 기준 단차에서의 스위칭 잡음을 무시하면 idc = 15A에서 충전하는 것과 idc = 45A에서 충전하는 것 사이의 스위칭 리플은 동일하다. 시뮬레이션과 실험 연구의 푸리에 스펙트럼을 비교하면, 스위칭 주파수(7.5kHz)에서 스위칭 리플은 두 시스템에서 제거된다. 시뮬레이션과 실험 결과 사이의 차이는 동작 점의 차이와 회전자 돌출로 인한 것이다. 예를 들어, 실험 결과의 출력 전류(i1 및 i2)는 3차 고조파가 우세한 시뮬레이션 결과와 비교하여 3차 고조파보다 더 높은 6차 고조파를 갖는다. 이것은 시뮬레이션 모델이 정격 조건에서 동작하는 것에 의한 것이다. 실험 연구에서 저전류에서 충전하면 더 높은 6차 고조파 리플이 도입된다.
또한, 도 14의 isb 리플 성분은 다른 두 위상보다 현저히 더 작다는 것이 주목된다. 이것은 위상 인덕턴스가 회전자의 전기적 위치에 의존하는 돌출-자극 회전자를 사용함으로써 발생한다[7]. 실험 결과에서, 회전자는 도 14a에서 비대칭 위상 전류 리플을 생성하도록 임의로 배향되었다. 도 14에서, 위상 전류 리플의 차이는 idc에서 2차 고조파 성분을 증가시킨다. 그러나 6차 고조파는 입력 전류에서 지배적인 스위칭 성분인 것으로 보인다.
본 출원의 일부 실시형태는 오프-보드 하드웨어 없이 DC 그리드로부터 직접 충전을 제공할 수 있는 새로운 통합 충전기 토폴로지를 제공한다. 이러한 개념은 이중 견인 시스템의 차동 단부에 차량 충전 입력을 연결하는 것이다. 제2 변환기가 필요하지만, 더 높은 모터 전압 및 더 낮은 전류가 이용될 수 있고, 순 스위치 VA 정격은 변함 없이 유지된다.
일부 경우에, 이중 인버터에 기반한 제안된 통합 충전기는 넓은 전압 범위에 걸쳐 충전이 가능한 것으로 입증되었다. 11kW 실험실 프로토타입은 DC 입력 전압의 위와 아래의 수퍼커패시터 전압(V1 및 V2)에 대한 DC 충전을 검증한다. 또한 결과는 실험 실행시간을 줄이기 위해 배터리 대신 사용되는 두 개의 수퍼커패시터 뱅크 간에 효과적인 전류 제어 및 에너지 균형 맞춤을 보여준다. 제안된 스위칭 방법은 일부 경우에 상당한 스위칭 고조파를 감쇠시킬 수 있으며, 이는 제한된 모터 인덕턴스를 인터페이스 인덕터로 사용하는 것을 해결하는데 필수적이다. 정전압 충전을 위한 제어 방법은 향후 연구에서 조사될 수 있다. 실제로, 제안된 토폴로지의 충전 속도는 모터 및 견인 파워 전자 장치의 열적 제약에 의해 제한되어서, 전기 차량 고속 충전에 이상적인 견인 시스템의 정격 전력에서 충전하는 능력을 강조한다.
도 16은 DC 충전기에 의해 충전되는 구동 트레인을 도시한다. DC 소스는 일정 출력 임피던스를 갖는 전압 소스로 표시된다. 이러한 아키텍처에서, DC 충전기는 전기 차량의 배터리에 직접 연결된다.
도 17은 DC 충전기에 연결될 수 있는 다른 예시적인 구동 트레인을 도시한다. 충전기 출력 전압은 배터리 전압으로 제한되지 않지만, 배터리와 DC 충전기 사이에 별도의 변환기가 삽입된다. 이것은 충전을 위해 구동 트레인을 이용하지 않는다.
일부 실시형태의 선택적인 DC 프론트-엔드
이하에 제공되는 DC 프론트-엔드 회로는 바람직한 실시형태에 따른 구성 요소이다.
도 18은 DC 소스와 견인 변환기(traction converter) 사이에 연결된 프론트-엔드 회로를 포함하는 예시적인 시스템을 도시한다. 일부 실시형태에서, 프론트-엔드 회로는 온보드 DC 충전 회로/디바이스의 일부이다. 다른 실시형태에서, 하나 이상의 프론트-엔드 회로 구성 요소는 DC 소스 회로의 일부일 수 있다. 일부 실시형태에서, 하나 이상의 프론트-엔드 회로 구성 요소는 DC 충전 회로에 연결될 수 있는 DC 충전 회로 디바이스와 온보드 충전 회로 사이에서 분할될 수 있다.
일부 실시형태에서, 시스템은 DC 프론트-엔드 스테이지 및 인버터 구동기를 포함한다(도시된 실시형태에서는, 개방형 고정자 모터에 연결된 2개의 견인 변환기가 있다).
일부 실시형태에서, 프론트-엔드 회로 및/또는 온보드 충전 회로는 전기 차량을 충전하기 위해 하나 이상의 DC 소스(예를 들어, DC 마이크로 그리드 또는 DC 충전기)에 연결되도록 구성된다. 도 19에 도시된 예시적인 실시형태에서, 온보드 DC 충전기는 이중 인버터 구동기 및 DC 프론트-엔드 회로를 포함한다. 일부 경우에, DC 프론트-엔드는 전기 차량(EV)의 충전을 가능하게 하기 위해 이중 인버터 구동기를 DC 소스 또는 네트워크와 인터페이싱시키도록 구성된다. 일부 실시형태에서, DC 프론트-엔드 및 이중 인버터 구동기는 결합된 시스템에서 두 배터리의 전압의 위 및 아래에서 DC 충전을 달성하기 위해 함께 작동한다.
DC 프론트-엔드는 이중 인버터와 함께 배터리로 입력 전압을 상향 및/또는 하향 변환을 수행하기 위해 하나 이상의 스위칭 디바이스 및/또는 수동 구성 요소로 구성될 수 있다.
일부 실시형태에서, DC 프론트-엔드 회로는 인버터 회로에 대응하는 하나 이상의 배터리의 전압에 기초하여 하나 이상의 인버터 회로의 스위치와 함께 제어 가능한 스위칭 디바이스를 포함한다.
일부 실시형태에서, 도 19의 예시적인 회로와 같은 프론트-엔드 스위칭 회로는 DC 소스로부터 2개의 인버터 회로(예를 들어, 배터리 1 및 배터리 2에 각각 대응하는 견인 변환기 1 및 견인 변환기 2)로의 충전 입력을 제어하도록 구성된다. 도 19에서, 이중 인버터 구동기는 개방 단부 모터에 연결된 2개의 다상 전압 소스 변환기를 포함한다.
일부 실시형태에서, 프론트-엔드 회로는 충전 회로에서 하나 이상의 인버터(들)와 병렬로 커패시터 및 다이오드를 포함한다.
일부 실시형태에서, 시스템(프론트-엔드 회로의 일부든지, 인버터 회로든지 또는 다른 곳에서든지)은 인버터 회로(들)의 스위치와 함께 프론트-엔드 회로의 스위칭 디바이스를 제어하도록 구성된 하나 이상의 제어기를 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, DC 프론트-엔드는 스위칭 디바이스를 포함한다. 일부 실시형태에서, 스위칭 디바이스는 능동 스위치이다. 일부 실시형태에서, 스위칭 디바이스는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET) 또는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)일 수 있다. 다른 적절한 스위칭 디바이스가 사용될 수도 있다.
다른 실시형태에서, 프론트-엔드 회로는 능동 스위칭 디바이스와 직렬로 배치된 커패시터 및/또는 인덕터의 다른 적절한 조합 및/또는 배열을 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, 프론트-엔드 회로는 다수의 능동 스위칭 디바이스를 포함할 수 있다.
도 18의 일부 실시형태에서, 이중 인버터 및 DC 프론트-엔드는 도 19에 도시된 바와 같이 IGBT, 다이오드 및 커패시터로 실현될 수 있다.
이하의 설명은 도 19에 도시된 바와 같이 실시형태를 동작시키는 하나의 방법이다. 동작은 다음 2가지 경우로 나뉠 수 있다:
경우 1: V batt 1 + V batt 2 ≤ V dc
경우 2: V batt 1 + V batt 2 > V dc
경우 1에서, 일부 실시형태에서, 이중 인버터 구동기는 Su1, Sv1, Sw1, Su2, Sv2 및 Sw2가 온 상태에 있도록 스위칭된다. 이것은 배터리 1과 배터리 2를 모두 회로 경로에 삽입시킨다. DC 프론트-엔드는 스위치(Sin)를 변조하는 것에 의해 모터의 전류를 조절하는 데 사용된다. 이렇게 하면 충전기는 두 배터리 전압의 합보다 더 큰 DC 전압 소스로부터 충전될 수 있다.
일부 실시형태에서, 경우 1 및/또는 경우 2는 회로가 효과적으로 충전될 수 있기 전에 마진(margin) 전압을 극복할 것을 요구할 수 있다. 예를 들어,
경우 1: V batt 1 + V batt 2 + V 마진 ≤V dc
경우 2: V batt 1 + V batt 2 + V 마진 > V dc
경우 2에서 이중 인버터 구동기는 스위치를 변조하는 것에 의해 모터의 전류를 조절하는 데 사용되고, DC 프론트-엔드는 스위치(Sin)를 온 상태로 변화시킨다. 이렇게 하면 충전기는 두 배터리 전압의 합보다 더 작은 DC 전압 소스로부터 충전될 수 있다.
다른 실시형태에서, 대안적인 또는 추가적인 동작 모드는 Sin이 일부 시간 퍼센트에서 온 상태로 스위칭된 동안(즉, 적절한 듀티 사이클에서 동작하는 동안. 여기서 듀티 사이클은 도 19에 도시된 실시형태의 경우 (Vbatt1 + Vbatt2)/Vdc 이하이어야 한다) 모터의 각 위상에서 균일하게 전류를 조절하는 견인 변환기 1 및 2를 가질 수 있다.
예를 들어, 경우 1에서, Sin은 온 상태에 있는 반면, 나머지 스위치는 스위칭되거나 변조된다. 경우 2에서, Sin이 오프 상태에 있는 반면, 나머지 스위치는 변조되지 않는다.
다른 실시형태에서, 스위칭 또는 변조 방식의 임의의 조합이 입력 전압에 대한 상이한 배터리 전압에 기초하여 충전이 가능하도록 적용될 수 있다.
일부 실시형태에서, 하나의 견인 인버터는 항상 인(in)으로 또는 아웃(out)으로 스위칭될 수 있고, 다른 견인 인버터는 Sin이 온 상태로 스위칭되거나 또는 변조될 수 있다.
다른 실시형태에서, 도 19의 다이오드가 능동 스위치(예를 들어, MOSFTET/IGBT)로 대체되는 경우 양방향 동작(즉, EV로부터 DC 소스 또는 네트워크로의 전력 전송)이 가능하다.
일부 상황에서, 이 시스템은 차량에 이용 가능한 가장 빠른 속도로 충전할 수 있도록 DC 소스 또는 네트워크로부터 충전하는 유연성을 제공할 수 있다. 비교를 위해 다른 DC 충전기는 EV 배터리에 직접 연결된다. 그러면 EV는 충전기의 최대 출력 전류를 끌어올 수 있지만, 충전기의 출력 전압은 배터리에 의해 고정된다.
일부 상황에서, 프론트-엔드 회로를 이용하는 회로는 배터리와는 독립적으로 충전기의 출력 전압을 생성할 수 있으며, 이는 DC 충전기의 최대 출력 전력에서 EV를 충전할 수 있게 할 수 있다.
현재 표준은 최대 1000V까지 충전할 수 있는 반면, 오늘날 대부분의 시스템은 대략 400V로 충전된다. 실시형태는 배터리 전압의 위 및 아래에서 충전하는 것을 수용할 수 있어서, 둘 모두와 호환 가능하다.
본 실시형태의 주요 이익은 다음과 같다:
일부 상황에서, 본 명세서에 기술된 일부 예시적인 시스템은 차량이 정지 상태에 있을 때 DC 고속 충전을 위해 구동 트레인 구성 요소를 재배치할 수 있게 할 수 있다.
일부 상황에서, 본 명세서에 기술된 일부 예시적인 시스템은 배터리로부터 충전기를 분리함으로써 이용 가능한 최고 충전 속도에서 충전할 수 있다. EV는 배터리의 합 전압의 위 또는 아래의 전압을 출력하는 충전기에 연결될 수 있다.
일부 상황에서, 본 명세서에 기술된 일부 예시적인 온보드 DC 고속 충전기는 충전을 위해 DC 네트워크(즉, DC 마이크로 그리드)에 직접 연결될 수 있지만, EV DC 고속 충전기와 호환될 수도 있다.
일부 상황에서, 온보드 충전기에 의해 수행되는 충전 속도는 전형적으로 더 높은 전력 정격을 갖는 구동 트레인에 따라 확장된다.
일부 상황에서, DC 네트워크 지원을 위해 양방향 동작이 달성될 수 있다. 따라서 EV는 백업 전력 소스 또는 태양광 전력을 위한 임시 저장 매체로 작동할 수 있다.
일부 상황에서, DC 충전 회로는 DC 소스에서 결함 차단 능력을 특징으로 하여, DC 측에 결함이 발생할 때 제1 배터리 및 제2 배터리를 보호한다. 이는 결함 동안 제1 인버터 모듈 및 제2 인버터 모듈로의 게이팅 신호를 턴오프(turn off)하는 것에 의해 달성된다. 이것은 바람직한 실시형태의 중요한 특징이다. 일부 실시형태에서, 개선된 게이팅 신호 제어기는 제1 인버터 모듈로의 게이팅 신호를 턴오프하기 위한 제어 신호를 제공한다.
도 20에 도시되고 여기에 또는 다른 곳에 설명된 바와 같이, 일부 실시형태에서, 프론트-엔드 회로는 단일 견인 인버터에 적용될 수 있다. 다시 한번, 시스템은 DC 프론트-엔드를 갖는 구동 트레인으로 나뉠 수 있다. 도시된 모터는 도 19에서와 같이 개방 단부 고정자이지만, 접근 가능한 중립 점을 갖는 모터도 사용될 수 있다.
도 21은 Vdc > Vbatt1 + Vbatt2(예를 들어, 경우 1)인 경우 동작 모드에 대한 스위치(Sin)의 스위치 상태를 도시한다. 이 예의 동작 모드에서 스위치(Sin)는 구동 트레인 전류를 제어하도록 변조된다.
제1 그래프는 스위치(Sin)의 스위치 상태를 도시한다. 구동 트레인 전류를 제어하기 위해 스위치(Sin)가 변조된다.
제2 그래프는 배터리 1을 시스템에 완전히 삽입하기 위해 스위치(Su1, Sv1 및 Sw1)가 모두 온 상태로 게이팅되는 것을 나타낸다. 스위치(Su2, Sv2 및 Sw2)의 경우에도 마찬가지이다.
제3 그래프는 도 19에 도시된 바와 같은 구동 트레인 전류(idr)를 도시한다. 이것은 Sin을 사용하여 조절된다. 이 경우 300A가 조절된다. 모터는 대칭으로 설계되므로 모터의 전류는 모터의 모든 3상 간에 실질적으로 균일하게 분할된다.
제4 그래프는 DC 소스/네트워크 전압 및 전류를 도시한다. 전력이 EV로 전송되고 있다.
제5 그래프는 배터리 1의 전압 및 전류를 도시하고, 전력이 배터리 1로 전달되고 있음을 나타낸다.
제6 그래프는 배터리 2의 전압 및 전류를 도시하고, 전력이 배터리 2로 전달되고 있음을 나타낸다.
도 22는 Vdc <= Vbatt1 + Vbatt2(예를 들어, 경우 2)인 경우 동작 모드에 대한 스위치(Sin)의 스위치 상태를 도시한다. 이 예의 동작 모드에서 스위치(Sin)는 온 상태로 게이팅되는 반면, 견인 변환기는 구동 트레인 전류를 제어하도록 변조된다.
제1 그래프는 스위치(Sin)의 스위치 상태를 도시한다. 스위치(Sin)는 항상 온 상태로 게이팅된다.
제2 그래프는 스위치(Su1, Sv1 및 Sw1)가 모터의 각 위상의 전류를 제어하기 위해 모두 게이팅된 것을 나타낸다. 스위치(Su2, Sv2 및 Sw2)의 경우에도 마찬가지이다. 이 도면에서 모든 위상은 거의 동시에 스위칭된다. 스위칭 시간을 이동시켜 idr에서 리플 전류를 줄이면서도, 각 위상의 전류를 여전히 조절하기 위해 추가적인 인터리브 변조 기술을 사용할 수 있다. 제3 그래프는 도 2에 도시된 구동 트레인 전류(idr)를 보여준다. 이것은 Su1, Sv1, Sw1, Su2, Sv2, Sw2를 게이팅하는 것에 의해 견인 변환기 1 및 2를 사용하여 조절된다. 이 경우에, 300A가 조절된다.
제4 그래프는 DC 소스/네트워크 전압 및 전류를 나타낸다. 전력이 EV로 전송되고 있다.
제5 그래프는 배터리 1의 전압 및 전류를 나타내고, 전력이 배터리 1로 전달되고 있음을 나타낸다.
제6 그래프는 배터리 2의 전압 및 전류를 나타내고, 전력이 배터리 2로 전달되고 있음을 나타낸다.
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Claims (39)

  1. DC 충전 회로로서,
    제1 배터리에 대응하는 제1 인버터 모듈;
    제2 배터리에 대응하는 제2 인버터 모듈; 및
    상기 제1 인버터 모듈의 고전압측 및 상기 제2 인버터 모듈의 저전압측과 탭핑하는(tapping off) DC 단자를 포함하는, DC 충전 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 각각 상기 DC 단자 및 상기 제1 및 제2 배터리와 캐스케이드 방식으로 연결된 3개의 하프-브리지 스위치 네트워크의 세트를 포함하는, DC 충전 회로.
  3. 제2항의 DC 충전 회로를 위한 방법으로서, 상기 제1 인버터 모듈과 상기 제2 인버터 모듈 사이의 스위치들을 상보적으로 스위칭하여 상기 스위치 네트워크를 제어하는 단계를 포함하는, DC 충전 회로를 위한 방법.
  4. 제2항의 DC 충전 회로를 위한 방법으로서, 병렬 위상들 사이에 인터리빙된 스위칭으로 상기 스위치 네트워크를 제어하는 단계를 포함하는, DC 충전 회로를 위한 방법.
  5. 제2항의 DC 충전 회로를 위한 방법으로서, 배터리 모듈들 간에 에너지 균형을 맞추기 위해 상기 제1 인버터 모듈과 제2 인버터 모듈 간의 전력 분배를 제어하는 단계를 포함하는, DC 충전 회로를 위한 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 차량에 장착된 전기 모터에 결합되고, 상기 전기 모터는 상기 전기 모터가 상기 차량을 이동시키는 힘을 부여하는 구동 기능을 제공하는 제1 모드, 및 상기 전기 모터가 상기 전력 소스에 전기적으로 결합될 때 충전 기능을 제공하는 제2 모드를 포함하는 이중 모드 동작을 수행하도록 구성된, DC 충전 회로.
  7. 제1항에 있어서, 상기 DC 소스에 결함 차단 기능을 제공하여 DC 측에 결함이 있는 경우 상기 온보드 배터리를 보호하도록 구성된 게이팅 신호 제어기를 더 포함하는, DC 충전 회로.
  8. 제1항에 있어서, 상기 DC 단자는 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈을 포함하는 견인 시스템의 차동 연결부에 연결되는, DC 충전 회로.
  9. 제1항에 있어서, 상기 DC 충전 회로는 독립형 충전기 없이 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리를 고속으로 충전하도록 구성된, DC 충전 회로.
  10. 제1항에 있어서, 상기 DC 충전 회로는 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리 중 적어도 하나가 낮은 충전 상태에 있을 때 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리를 충전하도록 구성된, DC 충전 회로.
  11. 제1항에 있어서, 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리는 n개의 스트링으로 구성된 EV 배터리 팩인, DC 충전 회로.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리는 균일하게 분할된 2-레벨 전압 소스 인버터 쌍을 포함하는, DC 충전 회로.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리는, 스트링마다 동일한 수의 셀을 가져서 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리의 조합과 동일한 공칭 전압을 유지하는 배터리 스트링을 포함하는, DC 충전 회로.
  14. 제1항에 있어서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈 각각의 AC 단자는 상기 제1 인버터 모듈과 상기 제2 인버터 모듈 간에 기계 누설 인덕턴스를 공유하도록 전기 모터의 개방 단부 권선에 결합되는, DC 충전 회로.
  15. 제1항에 있어서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 각각 적어도 하프-브리지 스위치 네트워크 세트를 포함하는, DC 충전 회로.
  16. 제1항에 있어서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 각각 3개의 하프-브리지 스위치 네트워크의 세트를 포함하는, DC 충전 회로.
  17. 제16항에 있어서, 3개의 하프-브리지 스위치 네트워크의 각 세트는 전압 불일치를 설명하기 위해 DC 입력, 상기 제1 배터리 및 상기 제2 배터리와 캐스케이드 토폴로지로 결합되는, DC 충전 회로.
  18. 제1항에 있어서, 상기 제1 인버터 모듈 및 상기 제2 인버터 모듈은 하프-브리지 스위치 네트워크의 대응하는 상부 세트 및 하프-브리지 스위치 네트워크의 대응하는 하부 세트를 포함하는, DC 충전 회로.
  19. 제18항에 있어서, 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 상부 세트 및 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 하부 세트는 180도의 위상 이동을 갖는, DC 충전 회로.
  20. 제18항에 있어서, 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 상부 세트 및 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 하부 세트의 신호의 병렬 위상은 120도의 위상 이동을 갖는, DC 충전 회로.
  21. 제18항에 있어서, 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 상부 세트 및 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 하부 세트는 180도의 위상 이동을 갖고;
    상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 상부 세트 및 상기 하프-브리지 스위치 네트워크의 하부 세트의 신호의 병렬 위상은 120도의 위상 이동을 갖는, DC 충전 회로.
  22. DC 소스로부터 적어도 하나의 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하기 위한 프론트-엔드 스위칭 회로(front-end switching circuit)로서, 각각의 인버터 회로는 적어도 하나의 각각의 배터리에 대응하고, 상기 프론트-엔드 스위칭 회로는,
    스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 적어도 하나의 인버터 회로 및 상기 DC 소스와 직렬로 위치될 때, 상기 적어도 하나의 각각의 배터리에 제공되는 충전 입력을 제어하도록 구성되고, 상기 스위칭 디바이스는 상기 적어도 하나의 각각의 배터리의 적어도 하나의 전압에 기초하여 상기 적어도 하나의 인버터 회로의 스위치와 함께 제어 가능한, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  23. 제22항에 있어서, 상기 프론트-엔드 스위칭 회로는 상기 DC 소스로부터 제1 배터리에 대응하는 제1 인버터 회로 및 제2 배터리에 대응하는 제2 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하도록 구성되고,
    상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합이 상기 DC 소스의 입력 전압보다 더 작은 경우, 상기 스위칭 디바이스는 제1 모드에서 동작함으로써 상기 충전 입력을 제어하도록 구성되고;
    상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합이 상기 DC 소스의 입력 전압보다 더 큰 경우, 상기 스위칭 디바이스는 제2 모드에서 동작함으로써 상기 충전 입력을 제어하도록 구성된, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  24. 제23항에 있어서, 상기 제1 모드에서, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 온(on) 상태에 있는 동안 변조되는, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  25. 제23항에 있어서, 상기 제1 모드에서, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 변조되는 동안 온 상태에 있는, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  26. 제24항에 있어서, 상기 제1 모드에서, 상기 스위칭 디바이스는 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합을 상기 DC 소스의 입력 전압으로 나눈 값 이하의 듀티 사이클을 갖게 변조되는, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  27. 제23항에 있어서, 상기 제2 모드에서, 상기 스위칭 디바이스는, 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 변조되는 동안 온 상태에 있는, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  28. 제22항에 있어서, 상기 스위칭 디바이스는 양방향 전류 전도 및 단극성(uni-polar) 전압 차단 능력을 갖는, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  29. 제22항에 있어서, 상기 적어도 하나의 인버터 회로와 병렬로 단방향 전류 전도 및 단극성 전압 차단 능력을 갖는 다이오드와 같은 디바이스, 및 입력 필터를 포함하는, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  30. 제22항에 있어서, 상기 적어도 하나의 인버터 회로의 스위치와 함께 상기 스위칭 디바이스를 제어하기 위한 신호를 생성하도록 구성된 제어기를 포함하는, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  31. 제22항에 있어서, 상기 프론트-엔드 스위칭 회로는 상기 DC 소스에 결함 차단 회로를 포함하여, DC 측에 결함이 있는 경우 상기 온보드 배터리를 보호하는, 프론트-엔드 스위칭 회로.
  32. DC 소스로부터 적어도 하나의 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하는 방법으로서, 각각의 인버터 회로는 적어도 하나의 각각의 배터리에 대응하고, 상기 방법은,
    상기 적어도 하나의 각각의 배터리의 적어도 하나의 전압에 기초하여 상기 적어도 하나의 인버터 회로의 스위치와 함께 상기 적어도 하나의 인버터 회로 및 상기 DC 소스와 직렬로 위치된 스위칭 디바이스를 제어하는 단계를 포함하는, 충전 입력을 제어하는 방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 스위칭 디바이스는 상기 DC 소스로부터 제1 배터리에 대응하는 제1 인버터 회로 및 제2 배터리에 대응하는 제2 인버터 회로로의 충전 입력을 제어하도록 위치되고, 상기 방법은,
    상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합이 상기 DC 소스의 입력 전압보다 더 작은 경우, 상기 스위칭 디바이스를 제1 모드에서 동작하도록 제어하는 단계; 및
    상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합이 상기 DC 소스의 입력 전압보다 더 큰 경우, 상기 스위칭 디바이스를 제2 모드에서 동작하도록 제어하는 단계를 포함하는, 충전 입력을 제어하는 방법.
  34. 제33항에 있어서, 상기 스위칭 디바이스를 상기 제1 모드에서 동작하도록 제어하는 단계는 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 온 상태에 있는 동안 상기 스위칭 디바이스를 변조하는 단계를 포함하는, 충전 입력을 제어하는 방법.
  35. 제33항에 있어서, 상기 스위칭 디바이스를 상기 제1 모드에서 동작하도록 제어하는 단계는 상기 제1 및 제2 배터리의 충전을 가능하게 하는 상기 제1 및 제2 인버터 회로의 스위치가 변조되는 동안 상기 스위칭 디바이스를 턴온(turn on)하는 단계를 포함하는, 충전 입력을 제어하는 방법.
  36. 제34항에 있어서, 상기 제1 모드에서, 상기 제1 배터리와 상기 제2 배터리의 전압의 합을 상기 DC 소스의 입력 전압으로 나눈 값 이하의 듀티 사이클을 갖게 상기 스위칭 디바이스를 변조하는 단계를 포함하는, 충전 입력을 제어하는 방법.
  37. 제1항에 있어서, 상기 제1 에너지 저장 디바이스는 배터리이고, 상기 제2 에너지 저장 디바이스는 배터리인, DC 충전 회로.
  38. 제1항에 있어서, 상기 제1 에너지 저장 디바이스는 배터리이고, 상기 제2 에너지 저장 디바이스는 다른 유형인, DC 충전 회로.
  39. 제38항에 있어서, 상기 제2 에너지 저장 디바이스는 수퍼커패시터인, DC 충전 회로.
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