CN110661495A - 包络跟踪放大器电路 - Google Patents

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Abstract

提供了一种包络跟踪(ET)放大器电路。所述ET放大器电路包括被配置成基于ET调制电压来放大射频(RF)信号的放大器电路。所述ET调制电压对应于时变电压包络，由于所述ET放大器电路中的固有时间延迟，所述时变电压包络可能与所述RF信号的时变信号包络不对准。因此，所述放大器电路可能遭受退化的线性性能。就这一点而言，在所述ET放大器电路中设置电压处理电路，并且所述电压处理电路被配置成在低带宽模式和高带宽模式下操作。在所述高带宽模式中，所述电压处理电路被配置成使所述ET调制电压被修改以帮助改善所述ET放大器电路的延迟容限。因此，可将所述放大器电路的线性退化降低到预定阈值。

Description

包络跟踪放大器电路
相关申请
本申请要求2018年6月28日提交的美国临时专利申请序列号62/691,454的权益，所述临时专利申请以其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本公开的技术总体涉及无线通信设备中的包络跟踪(ET)功率管理。
背景技术
移动通信设备在当今社会中变得越来越普遍。这些移动通信设备的普及部分地由现在此类设备上启用的许多功能所驱动。此类设备中处理能力的提高意味着移动通信设备已从纯粹的通信工具发展为复杂的移动多媒体中心，从而实现增强的用户体验。
重新定义的用户体验需要由诸如长期演进(LTE)的无线通信技术提供的更高的数据速率。为了在移动通信设备中实现更高的数据速率，可采用复杂的功率放大器(PA)来增加由移动通信设备传送的射频(RF)信号的输出功率(例如，维持每比特的足够的能量)。然而，RF信号的增加的输出功率可能导致移动通信设备中的功率消耗和散热增加，从而损害整体性能和用户体验。
包络跟踪是一种功率管理技术，所述技术被设计成提高PA的效率水平，以帮助降低移动通信设备的功率消耗和散热。顾名思义，包络跟踪采用一种系统来跟踪移动通信设备传送的RF信号的幅度包络。包络跟踪系统不断调整施加到PA的电源电压，以确保PA针对RF信号的给定瞬时输出功率要求以更高的效率操作。
然而，包络跟踪系统仅可维持良好的线性度和高效率直到固有的带宽限制。随着第五代新无线电(5G-NR)技术的出现，RF信号可以比包络跟踪系统的固有带宽限制更高的带宽(例如，>100 MHz)进行调制，从而降低了包络跟踪系统的线性度和效率。因此，可能期望改善包络跟踪系统的线性度和效率以支持5G-NR技术。
发明内容
在具体实施方式中公开的各方面包括一种包络跟踪(ET)放大器电路。所述ET放大器电路包括被配置成基于ET调制电压来放大射频(RF)信号的放大器电路。所述ET调制电压对应于时变电压包络，由于所述ET放大器电路中的固有时间延迟，所述时变电压包络可能与所述RF信号的时变信号包络不对准。因此，所述放大器电路可能遭受退化的线性性能。就这一点而言，在所述ET放大器电路中设置电压处理电路，并且所述电压处理电路被配置成在低带宽模式(例如，调制带宽≤60 MHz)和高带宽模式(例如，调制带宽>60 MHz)下操作。在所述高带宽模式中，所述电压处理电路被配置成使所述ET调制电压被修改以帮助改善所述ET放大器电路的延迟容限。因此，可将所述放大器电路的线性退化降低到预定阈值。
在一个方面，提供了一种ET放大器电路。所述ET放大器电路包括ET电压电路，所述ET电压电路被配置成生成对应于时变电压包络的ET调制电压。所述ET放大器电路还包括信号处理电路，所述信号处理电路被配置成生成对应于时变信号包络的RF信号。所述ET放大器电路还包括被配置成基于所述ET调制电压来放大所述RF信号的放大器电路。所述ET放大器电路还包括被配置成在低带宽模式和高带宽模式下操作的电压处理电路。所述电压处理电路被进一步配置成使得所述ET电压电路在所述高带宽模式下修改所述ET调制电压，以将在所述放大器电路处由所述时变电压包络与所述时变信号包络之间的时间未对准引起的线性退化降低到预定阈值。
在阅读以下结合附图的详细描述之后，本领域技术人员将理解本公开的范围并实现其附加方面。
附图说明
并入本说明书中并且形成本说明书的一部分的附图说明本公开的多个方面，并且与描述一起用来解释本公开的原理。
图1A是示例性现有包络跟踪(ET)放大器电路的示意图，所述放大器电路由于现有ET放大器电路的固有处理和/或传播延迟而可能经历退化的整体线性性能；
图1B是提供了在图1A的现有ET放大器电路中可能出现的时变电压包络与时变信号包络之间的时间未对准的示例性图示的示意图；
图1C是提供了时间延迟如何可影响图1A的现有ET放大器电路中的放大器电路的邻信道泄漏比(ACLR)的示例性图示的示意图；
图2是根据本公开的实施例配置成通过改善ET放大器电路的延迟容限来降低线性退化的示例性ET放大器电路的示意图；
图3是根据本公开的一个实施例配置并且可包括在图2的ET放大器电路中的示例性数字电压处理电路的示意图；
图4A是提供了基于恒定电压偏移产生多个时变修改数字电压幅度的示例性图示的示意图；
图4B是提供了基于多个可变电压偏移产生多个时变修改数字电压幅度的示例性图示的示意图；
图5是根据本公开的另一实施例配置并且可包括在图2的ET放大器电路中的示例性数字电压处理电路的示意图；
图6是根据本公开的另一实施例配置并且可包括在图2的ET放大器电路中的示例性数字电压处理电路的示意图；并且
图7是根据本公开的另一实施例配置并且可包括在图2的ET放大器电路中的示例性数字电压处理电路的示意图。
具体实施方式
以下阐述的实施例表示使得本领域技术人员能够实践实施例的必要信息，并且展示了实践实施例的最佳模式。在按照附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念并且将认识到本文未特别指出的这些概念的应用。应当理解，这些概念和应用都落入本公开和所附权利要求的范围内。
应当理解，虽然本文可使用术语第一、第二等来描述各种元件，但是这些元件不应当由这些术语限制。这些术语仅用于将一个元件与另一个元件进行区分。例如，第一元件可称为第二元件，并且类似地，第二元件可称为第一元件，而不偏离本公开的范围。如本文使用的，术语“和/或”包括相关列出项目中的一个或多个的任何和所有组合。
应当理解，当诸如层、区域或基板的元件被称为“在另一元件上”或者“延伸到另一元件上”时，其可直接在另一元件上或者直接延伸到另一元件上，或者也可存在中间元件。相比之下，当元件被称为“直接在另一元件上”或者“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应当理解，当诸如层、区域或基板的元件被称为“在另一元件上方”或者“延伸到另一元件上方”时，其可直接在另一元件上方或者直接延伸到另一元件上方，或者也可存在中间元件。相比之下，当元件被称为“直接在另一元件上方”或者“直接延伸到另一元件上方”时，不存在中间元件。还应当理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可直接连接或耦合到另一元件，或者可存在中间元件。相比之下，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
如图所示，本文可使用诸如“下方”或“上方”或者“上”或“下”或者“水平”或“竖直”的相对术语来描述一个元件、层或区域与另一个元件、层或区域的关系。应当理解，除了附图中所描绘的取向之外，这些术语和以上讨论的那些术语旨在涵盖设备的不同取向。
本文所使用的术语仅是出于描述特定实施例的目的而并不旨在限制本公开。如本文使用的，除非上下文明确地另外指出，否则单数形式“一(a)”、“一(an)”和“所述”旨在同样包括复数形式。将进一步理解，术语“包括(comprises)”、“包括(comprising)”、“包括(includes)”和/或“包括(including)”在本文使用时，规定存在所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但是不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其群组。
除非另外定义，否则本文所用的所有术语(包括技术和科学术语)具有本公开所属领域的普通技术人员通常所理解的相同的含义。将进一步理解，本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书和相关领域的背景下的含义一致的含义，并且将不会以理想化或过度正式的意义来解释，除非本文明确定义。
在具体实施方式中公开的各方面包括一种包络跟踪(ET)放大器电路。所述ET放大器电路包括被配置成基于ET调制电压来放大射频(RF)信号的放大器电路。所述ET调制电压对应于时变电压包络，由于所述ET放大器电路中的固有时间延迟，所述时变电压包络可能与所述RF信号的时变信号包络不对准。因此，所述放大器电路可能遭受退化的线性性能。就这一点而言，在所述ET放大器电路中设置电压处理电路，并且所述电压处理电路被配置成在低带宽模式(例如，调制带宽≤60 MHz)和高带宽模式(例如，调制带宽>60 MHz)下操作。在所述高带宽模式中，所述电压处理电路被配置成使所述ET调制电压被修改以帮助改善所述ET放大器电路的延迟容限。因此，可将所述放大器电路的线性退化降低到预定阈值。
在讨论本公开的ET放大器电路之前，首先参考图1A至图1C提供现有ET放大器电路的简要概述，所述ET放大器电路由于与现有ET放大器电路相关联的固有时间延迟而可能经历退化的整体线性性能。以下参考图2开始本公开的ET放大器电路的具体示例性方面的讨论。
图1A是示例性现有ET放大器电路10的示意图，所述放大器电路由于现有ET放大器电路10的固有处理和/或传播延迟而可能经历退化的整体线性性能。现有的ET放大器电路10包括信号处理电路12、ET电压电路14和放大器电路16。信号处理电路12接收数字信号18，所述数字信号包括表示时变数字信号包络22的多个时变数字信号幅度20。短语“时变”在下文中用于指代随时间改变(例如，增大或减小)的参数(例如，幅度、电压、功率等)。
信号处理电路12被配置成将数字信号18转换为RF信号24，所述RF信号具有基于时变数字信号包络22形成的时变信号包络26。就这一点而言，由时变数字信号幅度20定义的时变数字信号包络22可被视为时变信号包络26的数字表示。
数字信号18可调制成包括具有多个时变同相幅度I的数字同相信号28I以及具有多个时变正交幅度Q的数字正交信号28Q。就这一点而言，数字信号18的时变数字信号幅度20可表示为
Figure BDA0002093990310000061
现有的ET放大器电路10包括混频器30，所述混频器将时变数字信号幅度20与数字电压参考信号32组合以产生数字目标电压参考信号34。就这一点而言，数字目标电压参考信号34与时变数字信号包络22相关联，并且因此与时变数字信号幅度20相关联。
现有的ET放大器电路10包括查找表(LUT)电路36(在图1A中表示为“LUT”)，其可存储对应于时变数字信号幅度20的多个预定目标电压幅度值。就这一点而言，LUT电路36将时变数字信号幅度20转换为多个时变数字目标电压幅度38，并且将时变数字目标电压幅度38与数字目标电压信号40相关联。作为这种数字转换的结果，时变数字目标电压幅度38可能失真。例如，LUT电路36可为非严格单调的。因此，时变数字目标电压幅度38中的数字目标电压幅度可变得高于或低于时变数字信号幅度20中的对应的数字信号幅度。
现有的ET放大器电路10包括电压数模转换器(DAC)42，其被配置成将数字目标电压信号40转换为目标电压信号44，所述目标电压信号具有基于时变数字目标电压幅度38形成的时变目标电压包络46。DAC42被配置成将目标电压信号44提供给ET电压电路14。
ET电压电路14接收具有时变目标电压包络46的目标电压信号44。时变目标电压包络46可表示用于ET电压电路14的时变目标电压V目标。ET电压电路14被配置成产生ET调制电压VCC，其具有跟踪时变目标电压包络46的时变电压包络48。ET调制电压VCC是基于时变目标电压V目标形成的时变ET调制电压。因此，ET调制电压VCC跟踪时变目标电压V目标。
放大器电路16耦合到信号处理电路12以接收具有时变信号包络26的RF信号24。放大器电路16还耦合到ET电压电路14，以接收对应于时变电压包络48的ET调制电压VCC。放大器电路16被配置成基于ET调制电压VCC放大RF信号24。就这一点而言，为了维持放大器电路16中的线性和效率，ET调制电压VCC的时变电压包络48需要在放大器电路16处与时变信号包络26紧密对准。
然而，信号处理电路12、LUT电路36、DAC42和ET电压电路14可能各自引起处理/传播延迟。另外，放大器电路16可为包括驱动级50和输出级52的多级放大器，驱动级和输出级也引起相应的处理/传播延迟。因此，在放大器电路16处时变电压包络48可能与时变信号包络26不对准。
就这一点而言，图1B是提供了图1A的时变电压包络48与时变信号包络26之间的时间未对准的示例性图示的示意图。结合图1B参考图1A的元件，并且本文将不重新描述。
如果时变信号包络26和时变电压包络48完全对准，那么由电压VS表示的RF信号24(未示出)的瞬时幅度在时间tx处将基本上等于ET调制电压VCC。然而，如图1B所示，时变信号包络26以时间延迟Δt滞后于时变电压包络48。因此，在时间tx处，放大器电路16(未示出)接收较低的ET调制电压V’CC，而不是ET调制电压VCC。就这一点而言，时变电压包络48在时间tx处以电压差Δv偏离时变信号包络26。因此，所述放大器电路16可能遭受退化的线性性能。
在非限制性实例中，放大器电路16的线性性能可通过邻信道泄漏比(ACLR)来测量。ACLR表示带内功率与带外泄漏功率之间的比率。就这一点而言，更高的ACLR指示放大器电路16的更好的线性性能。图1C是提供了图1B的时间延迟Δt如何可影响图1A的放大器电路16的ACLR的示例性图示的示意图。结合图1C参考图1A和图1B的元件，并且本文将不重新描述。
图1C包括第一ACLR曲线54和第二ACLR曲线56。在非限制性实例中，第一ACLR曲线54对应于以100 MHz带宽调制的RF信号(例如，RF信号24)，并且第二ACLR曲线56对应于以60MHz带宽调制的RF信号(例如，RF信号24)。如图1C所示，与第二ACLR曲线56相比，第一ACLR曲线54具有更陡的斜率。就这一点而言，为了实现-32dB的ACLR，例如，当RF信号24以100 MHz带宽调制时，现有的ET放大器电路10被限制在大约1.0纳秒(ns)的延迟预算。相比之下，当RF信号24以60 MHz带宽调制时，对于相同的-32dB的ACLR，现有的ET放大器电路10将经受大约1.3ns的更宽松的延迟预算。
值得注意的是，RF信号24可为长期演进(LTE)信号，其通常以高达60 MHz的调制带宽进行调制，或者是第五代新无线电(5G-NR)信号，其经常以超过100 MHz调制带宽来调制。就这一点而言，现有的ET放大器电路10必须遵守更严格的延迟预算，以在放大器电路16处实现期望的ACLR，以便在5G-NR系统中传送RF信号24。
返回参考图1B，为了在放大器电路16处减轻线性退化并且实现期望的ACLR，有必要减小时变电压包络48与时变信号包络26之间的时间延迟Δt。然而，在现有的ET放大器电路10中可能难以充分地这样做来满足用于传送在较高的调制带宽(例如，>100 MHz)下调制的5G-NR信号所需的更严格的延迟预算。因此，可能期望改善现有ET放大器电路10的延迟容限，以减少由时变电压包络48与时变信号包络26之间的时间未对准引起的线性退化。
就这一点而言，图2是根据本公开的实施例配置成通过改善ET放大器电路58的延迟容限来降低线性退化的示例性ET放大器电路58的示意图。如以下详细讨论的，ET放大器电路58可被配置成动态地减小图1B中的电压差Δv，而与图1B中的时间延迟Δt是否减小无关。此外，ET放大器电路58还可被配置成降低耦合放大器电路对电压差Δv的增益灵敏度，而与图1B中的时间延迟Δt是否减小无关。因此，即使没有减小时间延迟Δt，ET放大器电路58也能够将线性退化降低到预定义阈值。因此，ET放大器电路58变得更加延迟容忍，特别是用于传送在超过100 MHz的带宽下调制的5G-NR信号如此。
ET放大器电路包括ET电压电路60，所述ET电压电路可在功能上等效于图1A的ET电压电路14。ET电压电路60被配置成基于目标电压信号62生成ET调制电压VCC。目标电压信号62对应于时变目标电压包络64，并且ET调制电压VCC对应于被配置成跟踪时变目标电压包络64的时变电压包络66。就这一点而言，可通过修改时变目标电压包络64来修改时变电压包络66，并且因此修改ET调制电压VCC。
ET放大器电路58包括信号处理电路68，所述信号处理电路可在功能上等效于图1A的信号处理电路12。信号处理电路68被配置成接收数字信号70并且将数字信号70转换为RF信号72。信号处理电路68可包括数字预失真(DPD)电路(未示出)，以在将数字信号70转换为RF信号72之前对数字信号70进行数字预失真。数字信号70可调制成包括具有多个时变同相幅度I的数字同相信号74I以及具有多个时变正交幅度Q的数字正交信号74Q。因此，数字信号70对应于多个时变数字信号幅度76。每个时变数字信号幅度76可表示为
Figure BDA0002093990310000101
通过将数字信号70转换为RF信号72，RF信号72与基于时变数字信号幅度76形成的时变信号包络78相关联。
ET放大器电路58包括放大器电路80，所述放大器电路可在功能上等效于图1A的放大器电路16。放大器电路80被配置成基于ET调制电压VCC放大RF信号72。
类似于图1A的现有的ET放大器电路10，由于固有的时间延迟，ET放大器电路58可使在放大器电路80处时变电压包络66与时变信号包络78不对准。在非限制性实例中，放大器电路80可包括驱动级82和输出级84。就这一点而言，时变电压包络66可进一步在输出级84处与时变信号包络78不对准。根据图1B中的先前讨论，时变电压包络66与时变信号包络78之间的未对准可能不断地引起放大器电路80处的电压差Δv。因此，放大器电路80可能遭受线性退化(例如，退化的ACLR)，特别是当RF信号72以超过100 MHz的高带宽进行调制时如此。
就这一点而言，ET放大器电路58被配置成包括电压处理电路86。电压处理电路86可在低带宽模式和高带宽模式下操作。在非限制性实例中，电压处理电路86当RF信号72以小于或等于60 MHz(≤60 MHz)带宽调制时以低带宽模式操作，并且当RF信号72以超过60MHz(>60 MHz)带宽调制时以高带宽模式操作。
在高带宽模式中，电压处理电路86可被配置成使ET电压电路60修改ET调制电压VCC以减小时变电压包络66与时变信号包络78之间的电压差Δv(如图1B所示)。因此，可改善ET放大器电路58的延迟容限，从而有助于将放大器电路80处的线性退化降低到预定阈值(例如，预定的ACLR)。
相比之下，在低带宽模式中，电压处理电路86可被配置成不使ET电压电路60修改ET调制电压VCC。例如，ET放大器电路58可包括控制电路88，所述控制电路可为微处理器或数字信号处理器(DSP)。控制电路88可被配置成分别经由第一控制信号90和第二控制信号92控制电压处理电路86以高带宽模式和低带宽模式操作。就这一点而言，可在低带宽模式与高带宽模式之间灵活地和动态地切换ET放大器电路58。
电压处理电路86包括数字电压处理电路94和DAC96。数字电压处理电路94被配置成接收时变数字信号幅度76并且产生数字目标电压信号98。在低带宽模式中，数字电压处理电路94产生对应于多个时变数字目标电压幅度100的数字目标电压信号98。随后，DAC96将数字目标电压信号98转换为目标电压信号62。因此，时变目标电压包络64基于时变数字目标电压幅度100形成并且因此跟踪所述时变数字目标电压幅度。
在高带宽模式中，数字电压处理电路94产生对应于多个时变修改数字目标电压幅度102的数字目标电压信号98。随后，DAC96将数字目标电压信号98转换为目标电压信号62。因此，时变目标电压包络64基于时变修改数字目标电压幅度102形成并且因此跟踪所述时变修改数字目标电压幅度。考虑到时变电压包络66跟踪时变目标电压包络64，时变修改数字目标电压幅度102可使ET调制电压VCC相应地被修改。此外，由于时变信号包络78和时变电压包络66都是基于时变数字信号幅度76形成的，因此可通过修改ET调制电压VCC来减小时变电压包络66与时变信号包络78之间的电压差Δv。因此，可改善ET放大器电路58的延迟容限，这可导致放大器电路80的线性性能(例如，ACLR)的改善。
除了改善ET放大器电路58的延迟容限之外，进一步减小时变电压包络66与时变信号包络78之间的时间延迟Δt(如图1B所示)也可是有益的。就这一点而言，电压处理电路86可包括延迟调整电路104(在图2中表示为“延迟调整”)，以帮助减小时变电压包络66与时变信号包络78之间的时间延迟Δt。信号处理电路68还可包括用于相同目的的延迟调整电路106。此外，电压处理电路86可包括电压存储器数字预失真(mDPD)电路108。电压mDPD电路108可被配置成使数字目标电压信号98数字地预失真，以帮助补偿ET电压电路60中的存储器非线性失真。
可基于接下来讨论的多个实施例来配置数字电压处理电路94。图3是根据本公开的一个实施例配置并且可作为数字电压处理电路94包括在图2的ET放大器电路58中的示例性数字电压处理电路94A的示意图。图2与图3之间的共同元件在其中示出具有共同的元件编号并且在此将不重新描述。
数字电压处理电路94A包括混频器110，所述混频器被配置成将时变数字信号幅度76与数字电压参考信号112组合以产生数字目标电压参考信号114。因此，数字目标电压参考信号114对应于时变数字信号幅度76，可由时变电压V输入表示。
数字电压处理电路94A包括低带宽LUT电路116(表示为“LBW LUT电路”)和高带宽LUT电路118(表示为“HBW LUT电路”)。低带宽LUT电路116和高带宽LUT电路118两者被配置成接收与时变数字信号幅度76相关联的数字目标电压参考信号114。低带宽LUT电路116被进一步配置成生成对应于时变数字目标电压幅度100的数字目标电压信号98。高带宽LUT电路118被进一步配置成生成对应于时变修改数字目标电压幅度102的数字目标电压信号98。
数字电压处理电路94A包括耦合到低带宽LUT电路116和高带宽LUT电路118的多路复用器120。控制电路88(未示出)可经由第一控制信号90在高带宽模式下控制多路复用器120输出具有时变修改数字目标电压幅度102的数字目标电压信号98。控制电路88还可经由第二控制信号92在低带宽模式下控制多路复用器120输出具有时变数字目标电压幅度100的数字目标电压信号98。
低带宽LUT电路116可包括低带宽LUT，所述低带宽LUT被配置成将时变数字目标电压幅度100与时变数字信号幅度76关联。同样，高带宽LUT电路118可包括高带宽LUT，所述高带宽LUT被配置成将时变修改数字目标电压幅度102与时变数字信号幅度76关联。如接下来在图4A和图4B中解释的，存储在高带宽LUT中的时变修改数字目标电压幅度102可基于存储在低带宽LUT中的时变数字目标电压幅度100来确定。
图4A是提供了基于恒定电压偏移V偏移产生时变修改数字目标电压幅度102的示例性说明的示意图。图4A包括表示时变数字信号幅度76与时变数字目标电压幅度100之间的相关性的第一曲线122。图4A还包括表示时变数字信号幅度76与时变修改数字目标电压幅度102之间的相关性的第二曲线124。第二曲线124平行于第一曲线122，这指示可通过将恒定电压偏移V偏移与时变数字目标电压幅度100相加来生成时变修改数字目标电压幅度102。值得注意的是，时变数字目标电压幅度100和时变修改数字目标电压幅度102可符合公共数字幅度上限126，所述上限例如可等于5.5伏。也可在公共数字幅度上限126附近的区域中和/或接近零的区域中将软限幅应用于时变数字目标电压幅度100和时变修改数字目标电压幅度102。
图4B是提供了基于多个可变电压偏移V偏移-1-V偏移-N产生时变修改数字目标电压幅度102的示例性图示的示意图。图4B包括表示时变数字信号幅度76与时变数字目标电压幅度100之间的相关性的第一曲线128。图4B还包括表示时变数字信号幅度76与时变修改数字目标电压幅度102之间的相关性的第二曲线130。如图4B所示，第一曲线128对应于第一斜率m1(m1＝tan(θ1))，并且第二曲线130对应于第二斜率m2(m2＝tan(θ2))。考虑到θ1>θ2，第一斜率m1大于第二斜率m2。就这一点而言，第二曲线130具有相对于第一斜率m1减小的第二斜率m2。就这一点而言，可通过将斜率因子应用于由第一曲线128表示的时变数字信号幅度75来生成由第二曲线130表示的时变修改数字目标电压幅度102。在非限制性实例中，斜率因子小于1。可通过执行第一曲线128的线性拟合来应用与第一曲线128相关联的第一斜率m1和第一截距值。可通过将第一斜率m1乘以斜率因子来生成第二斜率m2(m2＝m1×斜率因子)。随后，可如此确定与第二曲线130相关联的第二截距值以使第一曲线128和第二曲线130会聚在公共数字幅度上限132处。就这一点而言，第二曲线130表示相对于第一曲线128的多个可变电压偏移V偏移-1-V偏移-N。因此，可通过将可变电压偏移V偏移-1-V偏移-N与时变数字目标电压幅度100相加来生成时变修改数字目标电压幅度102。值得注意的是，时变数字目标电压幅度100和时变修改数字目标电压幅度102可符合公共数字幅度上限132，所述上限例如可等于5.5伏。也可在公共数字幅度上限126附近的区域中和/或接近零的区域中将软限幅应用于时变数字目标电压幅度100和时变修改数字目标电压幅度102。
图5是根据本公开的另一实施例配置并且可作为数字电压处理电路94包括在图2的ET放大器电路58中的示例性数字电压处理电路94B的示意图。图3与图5之间的共同元件在其中示出具有共同的元件编号并且在此将不重新描述。
数字电压处理电路94B包括增益调整电路134，所述增益调整电路可经由第一控制信号90在高带宽模式下激活，并且经由第二控制信号92在低带宽模式下去激活。当激活时，增益调整电路134针对每个时变数字信号幅度76产生相应的电压偏移ΔV。对于时变数字信号幅度76，增益调整电路134可产生电压偏移ΔV作为图4A的恒定电压偏移V偏移或者作为图4B的可变电压偏移V偏移-1-V偏移-N。当去激活时，电压调整电路134可产生电压偏移ΔV作为零电压偏移。
数字电压处理电路94B包括组合器136。组合器136被配置成将相应的电压偏移ΔV与由低带宽LUT电路116生成的每个时变数字目标电压幅度100组合。就这一点而言，在高带宽模式中，组合器136可接收相应的电压偏移ΔV作为非零电压偏移。因此，组合器136输出具有时变修改数字目标电压幅度102的数字目标电压信号98。相比之下，在低带宽模式中，组合器136可接收相应的电压偏移ΔV作为零电压偏移。因此，组合器136输出具有时变数字目标电压幅度100的数字目标电压信号98。
图6是根据本公开的另一实施例配置并且可作为数字电压处理电路94包括在图2的ET放大器电路58中的示例性数字电压处理电路94C的示意图。图3与图6之间的共同元件在其中示出具有共同的元件编号并且在此将不重新描述。
数字电压处理电路94C包括增益调整电路138，所述增益调整电路可经由第一控制信号90在高带宽模式下激活，并且经由第二控制信号92在低带宽模式下去激活。当激活时，增益调整电路138针对每个时变数字信号幅度76产生相应的增益偏移ΔG。当去激活时，增益调整电路138可生成增益偏移ΔG作为零增益偏移。
数字电压处理电路94C包括增益混频器140。增益混频器140被配置成将相应的增益偏移ΔG与每个时变数字信号幅度76组合。就这一点而言，在高带宽模式中，增益混频器140可接收相应的增益偏移ΔG作为非零增益偏移。因此，增益混频器140输出多个时变修改数字信号幅度142。相比之下，在低带宽模式中，增益混频器140可接收相应的增益偏移ΔG作为零增益偏移。因此，增益混频器140输出时变数字信号幅度76。
数字电压处理电路94C包括LUT电路144。在高带宽模式中，LUT电路144产生对应于基于时变修改数字信号幅度142形成的时变修改数字目标电压幅度102的数字目标电压信号98。在低带宽模式中，LUT电路144产生对应于基于时变数字信号幅度76形成的时变数字目标电压幅度100的数字目标电压信号98。
图7是根据本公开的另一实施例配置并且可作为数字电压处理电路94包括在图2的ET放大器电路58中的示例性数字电压处理电路94D的示意图。图6与图7之间的共同元件在其中示出具有共同的元件编号并且在此将不重新描述。
在数字电压处理电路94D中，增益调整电路138耦合到混频器110。当激活时，增益调整电路138针对每个时变数字信号幅度76产生相应的增益偏移ΔG。当去激活时，增益调整电路138可生成增益偏移ΔG作为零增益偏移。
混频器110被进一步配置成将相应的增益偏移ΔG与每个时变数字信号幅度76组合。就这一点而言，在高带宽模式中，混频器110可接收相应的增益偏移ΔG作为非零增益偏移。因此，混频器110输出时变修改数字信号幅度142。相比之下，在低带宽模式中，混频器110可接收相应的增益偏移ΔG作为零增益偏移。因此，混频器110输出时变数字信号幅度76。
本领域技术人员将认识到对本公开的实施例的改进和修改。所有此类改进和修改都认为是在本文公开的概念和随后权利要求的范围内。

Claims (22)

1.一种包络跟踪(ET)放大器电路，其包括：
ET电压电路，其被配置成生成对应于时变电压包络的ET调制电压；
信号处理电路，其被配置成生成对应于时变信号包络的射频(RF)信号；
放大器电路，其被配置成基于所述ET调制电压来放大所述RF信号；以及
电压处理电路，其被配置成在低带宽模式和高带宽模式下操作；
其中所述电压处理电路被进一步配置成使得所述ET电压电路在所述高带宽模式下修改所述ET调制电压，以将在所述放大器电路处由所述时变电压包络与所述时变信号包络之间的时间未对准引起的线性退化降低到预定阈值。
2.如权利要求1所述的ET放大器电路，其中所述电压处理电路被进一步配置成不使所述ET电压电路在所述低带宽模式下修改所述ET调制电压。
3.如权利要求1所述的ET放大器电路，其中所述电压处理电路被进一步配置成：
当所述RF信号小于或等于60MHz带宽时，以所述低带宽模式操作；以及
当所述RF信号被调制大于60MHz带宽时，以所述高带宽模式操作。
4.如权利要求1所述的ET放大器电路，其中所述预定阈值对应于预定的邻信道泄漏比(ACLR)。
5.如权利要求1所述的ET放大器电路，其中：
所述电压处理电路包括：
数字电压处理电路，其被配置成用于：
在所述低带宽模式下产生对应于多个时变数字目标电压幅度的数字目标电压信号；以及
在所述高带宽模式下产生对应于多个时变修改数字目标电压幅度的所述数字目标电压信号；
数模转换器(DAC)，其被配置成：
在所述低带宽模式下，将所述数字目标电压信号转换为目标电压信号，所述目标电压信号具有基于所述多个时变数字目标电压幅度形成的时变目标电压包络；以及
在所述高带宽模式下，将所述数字目标电压信号转换为所述目标电压信号，所述目标电压信号具有基于所述多个时变修改数字目标电压幅度形成的所述时变目标电压包络；以及
所述ET电压电路被进一步配置成生成所述ET调制电压，所述ET调制电压具有基于所述时变目标电压包络形成的所述时变电压包络。
6.如权利要求5所述的ET放大器电路，其中所述信号处理电路被进一步配置成：
接收对应于多个时变数字信号幅度的数字信号；以及
将所述数字信号转换成具有基于所述多个时变数字信号幅度形成的所述时变信号包络的所述RF信号。
7.如权利要求6所述的ET放大器电路，其中所述数字电压处理电路包括：
混频器，其被配置成将所述多个时变数字信号幅度与数字电压参考信号组合以产生对应于所述多个时变数字信号幅度的数字目标电压参考信号；
低带宽查找表(LUT)电路，其被配置成：
接收所述数字目标电压参考信号；以及
基于所述多个时变数字信号幅度产生具有所述多个时变数字目标电压幅度的所述数字目标电压信号；以及
高带宽LUT电路，其被配置成：
接收所述数字目标电压参考信号；以及
基于所述多个时变数字信号幅度产生具有所述多个时变修改数字目标电压幅度的所述数字目标电压信号。
8.如权利要求7所述的ET放大器电路，其还包括多路复用器，所述多路复用器被配置成：
响应于接收到第一控制信号，输出具有所述多个时变修改数字目标电压幅度的所述数字目标电压信号；以及
响应于接收到第二控制信号，输出具有所述多个时变数字目标电压幅度的所述数字目标电压信号。
9.如权利要求7所述的ET放大器电路，其中所述高带宽LUT电路被进一步配置成通过分别将恒定电压偏移与所述多个时变数字目标电压幅度相加来产生所述多个时变修改数字目标电压幅度。
10.如权利要求7所述的ET放大器电路，其中所述高带宽LUT电路被进一步配置成通过分别将多个可变电压偏移与所述多个时变数字目标电压幅度相加来产生所述多个时变修改数字目标电压幅度。
11.如权利要求10所述的ET放大器电路，其中：
所述多个时变数字目标电压幅度对应于具有第一斜率的第一线性曲线；以及
所述多个时变修改数字目标电压幅度对应于具有小于所述第一斜率的第二斜率的第二线性曲线。
12.如权利要求11所述的ET放大器电路，其中所述第一线性曲线和所述第二线性曲线会聚在公共数字幅度上限处。
13.如权利要求6所述的ET放大器电路，其中所述数字电压处理电路包括：
混频器，其被配置成将所述多个时变数字信号幅度与数字电压参考信号组合以产生对应于所述多个时变数字信号幅度的数字目标电压参考信号；
低带宽查找表(LUT)电路，其被配置成：
接收所述数字目标电压参考信号；以及
基于所述多个时变数字信号幅度产生所述多个时变数字目标电压幅度；以及
电压调整电路，其被配置成：
接收所述数字目标电压参考信号；以及
针对所述多个时变数字信号幅度中的每一个产生相应的电压偏移。
14.如权利要求13所述的ET放大器电路，其还包括组合器，所述组合器耦合到所述低带宽LUT电路和所述电压调整电路，所述组合器被配置成：
在所述高带宽模式下，将所述多个时变数字目标电压幅度中的每一个与所述相应的电压偏移组合，以输出所述多个时变修改数字目标电压幅度；以及
在所述低带宽模式下，输出所述多个时变数字目标电压幅度。
15.如权利要求14所述的ET放大器电路，其中：
所述电压调整电路在所述高带宽模式下被激活，使得所述组合器接收所述相应的电压偏移作为非零电压偏移；以及
所述电压调整电路在所述低带宽模式下被去激活，使得所述组合器接收所述相应的电压偏移作为零电压偏移。
16.如权利要求6所述的ET放大器电路，其中所述数字电压处理电路包括：
混频器，其被配置成将所述多个时变数字信号幅度与数字电压参考信号组合以产生对应于所述多个时变数字信号幅度的数字目标电压参考信号；
增益调整电路，其被配置成：
接收所述数字目标电压参考信号；以及
针对所述多个时变数字信号幅度中的每一个产生相应的增益偏移；
增益混频器，其被配置成：
接收所述数字目标电压参考信号；
在所述高带宽模式下，将所述相应的增益偏移与所述多个时变数字信号幅度组合，以产生多个时变修改数字信号幅度；以及
在所述低带宽模式下输出所述多个时变数字信号幅度；以及
查找表(LUT)电路，其被配置成：
在所述高带宽模式下，基于所述多个时变修改数字信号幅度，产生所述多个时变修改数字目标电压幅度；以及
在所述低带宽模式下，基于所述多个时变数字信号幅度，产生所述多个时变数字目标电压幅度。
17.如权利要求16所述的ET放大器电路，其中：
所述增益调整电路在所述高带宽模式下被激活，使得所述增益混频器接收所述相应的增益偏移作为非零增益偏移；以及
所述增益调整电路在所述低带宽模式下被去激活，使得所述增益混频器接收所述相应的增益偏移作为零增益偏移。
18.如权利要求6所述的ET放大器电路，其中所述数字电压处理电路包括：
混频器，其被配置成将所述多个时变数字信号幅度与数字电压参考信号组合以产生对应于所述多个时变数字信号幅度的数字目标电压参考信号；
增益调整电路，其被配置成针对所述多个时变数字信号幅度中的每一个产生相应的增益偏移；
所述混频器被进一步配置成：
在所述高带宽模式下，将所述相应的增益偏移与所述多个时变数字信号幅度组合，以产生多个时变修改数字信号幅度；以及
在所述低带宽模式下，输出所述多个时变数字信号幅度；以及
查找表(LUT)电路，其被配置成：
在所述高带宽模式下，基于所述多个时变修改数字信号幅度，产生所述多个时变修改数字目标电压幅度；以及
在所述低带宽模式下，基于所述多个时变数字信号幅度，产生所述多个时变数字目标电压幅度。
19.如权利要求5所述的ET放大器电路，其中所述电压处理电路还包括电压存储器数字预失真(mDPD)电路，所述电压存储器数字预失真电路被配置成使所述数字目标电压信号数字地预失真，以补偿所述ET电压电路中的存储器非线性失真。
20.如权利要求19所述的ET放大器电路，其中所述电压处理电路还包括延迟调整电路，所述延迟调整电路被配置成减少所述时变电压包络与所述时变信号包络之间的所述时间未对准。
21.如权利要求19所述的ET放大器电路，其中所述信号处理电路包括延迟调整电路，所述延迟调整电路被配置成减少所述时变电压包络与所述时变信号包络之间的所述时间未对准。
22.如权利要求1所述的ET放大器电路，其还包括控制电路，所述控制电路被配置成控制所述电压处理电路以使所述ET电压电路在所述高带宽模式下修改所述ET调制电压。
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