CN110632621B - 基于扩展sqm的gnss接收机基带欺骗检测方法 - Google Patents

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CN110632621B CN201910881501.8A CN201910881501A CN110632621B CN 110632621 B CN110632621 B CN 110632621B CN 201910881501 A CN201910881501 A CN 201910881501A CN 110632621 B CN110632621 B CN 110632621B
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Abstract

本发明公开了一种基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测方法，包括乘法器、相关器、相干积分运算、鉴相器、欺骗检测装置、环路滤波器、伪码NCO、C/A码发生器和载波NCO，本发明可确保用户接收机在欺骗环境下可以及时转换抗欺骗结构或者停止工作，增强了用户载体对欺骗信号的承受能力，抵抗欺骗攻击的能力提升，具有重要的工程意义与实用价值。

Description

基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测方法
技术领域
本发明属于GNSS基带信号技术领域，特别涉及一种基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测方法。
背景技术
自卫星导航技术问世以来，各个研究领域对全球导航卫星系统(GNSS，GlobalNavigation Satellite System)的需求增加，卫星导航技术使居民可以便捷获知自己所处位置，但依旧存在缺陷。接收机获得导航信号时其能量较小，此时若用户载体处于欺骗环境，则其容易受到欺骗的影响，最终使得导航失灵。欺骗信号与普通的GNSS信号类似，是由特定位置的欺骗设备发出的改变了正确码相位且功率更强大的伪信号。最终，其将使用户载体跟踪真实的信号失灵，诱骗接收机被拉至错误的位置。因此，提出一种有效的欺骗信号检测算法成为卫星导航领域的重要问题。面对该特殊需求，研究一种简单的基带欺骗存在性检测算法具有要紧的工程意义。
欺骗信号会使接收机跟踪环路内相关曲线发生畸变。这种畸变破坏了相关曲线的对称性，信号质量监测算法(SQM,Signal quality monitoring)通过监测相关曲线的对称性实现对欺骗信号的监测。目前经典信号质量监测算法，采用对称性指标均值进行假设检验，检测效果偏低，特别是在欺骗信号与真实信号强度相近时，相关曲线仍具有一定对称性，经典信号质量监测算法检测效果进一步降低。为此，本发明提出了一种扩展SQM欺骗检测技术，该检测方法考虑了相干积分的两两耦合情况，针对检测指标的波动情况检测，该检测量能直接反映相干积分耦合性与欺骗信号的关系，有较高的检测效果，具有实际工程意义。
发明内容
本发明提供一种基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测方法，以解决现有技术中的问题。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测方法，包括乘法器、相关器、相干积分运算、鉴相器、欺骗检测装置、环路滤波器、伪码NCO、C/A码发生器和载波NCO，输入信号与载波NCO输出的本地复制同相载波信号经乘法器输出正弦混合信号的支路称之为同相支路，即I支路，输入信号与载波NCO输出的本地复制正交载波信号经乘法器输出余弦混合信号的支路称之为正交支路，即Q支路，乘法器输出正弦混合信号与分别C/A码发生器输出的超前码、即时码、滞后码经相关器输出相关结果iE、iP、iL，乘法器输出余弦混合信号与分别C/A码发生器输出的超前码、即时码、滞后码经相关器输出相关结果qE、qP、qL，相关结果iE、iP、iL、qE、qP、qL分别经相干积分运算得到六路预检积分值IE、IP、IL、QE、QP、QL，其中：预检积分值IE、IP、IL经欺骗检测装置输出欺骗信号存在性检验判断信息，经欺骗检测装置输出欺骗信号存在性检验判断信息进入鉴相器，六路预检积分值IE、IP、IL、QE、QP、QL经鉴相器输出鉴相结果Δδ，鉴相器输出的鉴相结果Δδ经环路滤波器输出的误差控制电压Uc，环路滤波器输出的误差控制电压Uc经伪码NCO输出下一时刻的校正频率fc，伪码NCO输出的下一时刻的校正频率fc经C/A码发生器输出下一时刻的本地伪随机即时码、本地伪随机滞后码、本地伪随机超前码，C/A码发生器输出的下一时刻的本地伪随机即时码、本地伪随机滞后码、本地伪随机超前码反馈至相关器。
一种基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测方法，包括以下步骤：
步骤S1、在码延时锁定环外增加欺骗检测装置，欺骗检测装置后续利用同相支路的相干积分结果计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsy；
步骤S2、C/A码发生器分别产生相位差0.5码片的超前码、即时码、滞后码，相位关系通常表示为E、P与L；输入信号首先与载波锁相环PLL的载波NCO产生的正弦、余弦复制载波相乘，最终计算结果既产生了频率为输入信号频率两倍的正弦信号，还产生了包含相位误差信息的低频部分，其接近于直流信号；
步骤S3、经过载波部分的乘法运算之后，同相支路与正交支路的载波部分运算结果会分别与步骤S2生成的3路伪随机码利用相关器作相关以确定本地与接收信号之间C/A码相位的超前或滞后关系；为了提高载噪比并将高频部分过滤，载波相乘、伪随机码的相关结果iE、qE、iP、qP、iL、qL将进行1ms预检相干积分，最终得到六路预检积分值IE、QE、IP、QP、IL、QL；
步骤S4、在鉴相器作用之前，利用步骤S3生成的同相预检相干积分值IE、IP、IL，即超前E、即时P、滞后L支路各自与同向支路I的信号的相干积分结果，分别计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl在一段时间窗内的统计均值与均方差，并作为检测量输出；
步骤S5、通过利用接收机相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl的历史均方差值，分别计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl的上下检测门限；
步骤S6、对比相关峰对称性指标γsl和相关峰斜率γsl与各自的检测门限，并将检测结果反馈给用户接收机，若相关峰对称性指标γsy和相关峰斜率γsl均超出了各自的检测门限，则认为存在欺骗信号，接收机暂停运行，利用其它导航设备或更改接收机结果进行正确定位，以防止定位出错；
步骤S7、若该历元检测无欺骗信号存在，则六路相干运算结果IE、QE、IP、QP、IL、QL分别进入鉴相器，IE、IP、IL分别进入欺骗检测装置，欺骗检测结果输入至鉴相器；若检测到接收机处于欺骗攻击下，则跟踪停止，不再进行以下步骤；
步骤S8、鉴相器输出的鉴相结果作为信息源为环路滤波器提供信息，对相位误差进行低通滤波后，环路滤波器的输出信号将输入到伪码NCO中，使得伪码NCO经过每一次预检积分时间后，调整下一历元C/A码发生器本地产生的码延时与频率；
步骤S9、重复循环步骤S2-S8，使接收机利用最经典的相位锁定环路，完成欺骗信号的检测，同时在欺骗信号被检测出之后，及时转换抗欺骗跟踪环路(如MEDLL、CADLL等)或者利用其它导航系统(如惯性导航系统等)。
作为一个优选方案，所述步骤S5中，检测门限的推导如下：
γsl与γsp在检测门限的推导过程相同，以γsl为例进行推导，给出αfa为显著性水平，则原假设Hyp0与备选假设Hyp1表示如下：
Figure BDA0002206045850000031
其中：σ为剥离导航数据后的同向支路相干积分结果的标准差，
Figure BDA0002206045850000032
为用户正常工作时运用历史值得到的γsl均方差，若用于信号检测的γsl的容量sum大于50，则一组γsl的统计均方差S与
Figure BDA0002206045850000033
一致，若最终接受假设Hyp0，则构建以下统计量：
Figure BDA0002206045850000041
其中：χ2(sum-1)表示
Figure BDA0002206045850000042
服从自由度为sum-1的卡方分布，欺骗信号检测采用双边检测法，因此Hyp0被接受，则需满足如下条件：
Figure BDA0002206045850000043
其中：αfa为显著性水平，
Figure BDA0002206045850000044
为在自由度为sum-1的情形下的上(1-αfa/2)分位点，
Figure BDA0002206045850000045
为同情形下的上αfa/2分位点，化简得到Hyp0的接受范围：
Figure BDA0002206045850000046
为了实现有效检测效果，sum取值55以上时，卡方分布的分位点由高斯分布近似计算简化，最终结果如下：
Figure BDA0002206045850000047
其中，
Figure BDA00022060458500000410
为标准正太分布的上αfa/2分位点。
作为一个优选方案，所述步骤S5中，检测门限的推导如下：
γsl与γsp在检测门限的推导过程相同，以γsp为例进行推导，给出αfa为显著性水平，则原假设Hyp0与备选假设Hyp1表示如下：
Figure BDA0002206045850000048
其中：σ为剥离导航数据后的同向支路相干积分结果的标准差，
Figure BDA00022060458500000411
为用户正常工作时运用历史值得到的γsp均方差，若用于信号检测的γsp的容量sum大于50，则一组γsp的统计均方差S与
Figure BDA00022060458500000412
一致，若最终接受假设Hyp0，则构建以下统计量：
Figure BDA0002206045850000049
其中：χ2(sum-1)表示
Figure BDA0002206045850000051
服从自由度为sum-1的卡方分布，欺骗信号检测采用双边检测法，因此Hyp0被接受，则需满足如下条件：
Figure BDA0002206045850000052
其中：αfa为显著性水平，
Figure BDA0002206045850000053
为在自由度为sum-1的情形下的上(1-αfa/2)分位点，
Figure BDA0002206045850000054
为同情形下的上αfa/2分位点，化简得到Hyp0的接受范围：
Figure BDA0002206045850000055
为了实现有效检测效果，sum取值55以上时，卡方分布的分位点由高斯分布近似计算简化，最终结果如下：
Figure BDA0002206045850000056
其中，
Figure BDA0002206045850000057
为标准正太分布的上αfa/2分位点。
进一步的，鉴相器的输出结果为本地复制的即时码与用户接收伪随机码之间的码延时相位差，其计算方法以非相干E减L幅值法为例：
Figure BDA0002206045850000058
其中，Δδ即鉴相器得到的码相位差异，上标E、L分别表示超前支路、滞后支路，I为同向支路相干积分结果，Q为正交支路相干积分结果，
Figure BDA0002206045850000059
与
Figure BDA00022060458500000510
的具体计算方法表示如下：
Figure BDA00022060458500000511
Figure BDA00022060458500000512
其中：a为自相关幅值常数，τE与τL分别为本地超前支路和滞后支路与GNSS信号的相对码延时，R(τE)与R(τL)分别为超前支路和滞后支路各自的C/A码相关结果，fe为载波频率误差，T为相干积分时间常数，|sinc(feT)|数值结果趋近于1，该处理过滤噪声基底，使得鉴相结果接近实际接收信号与本地信号相位差。
进一步的，乘法器和相关器包括以下运算方法：
包含欺骗信号的混合中频信号的模拟信号s(t)数学形式如下：
s(t)＝sau(t)+ssp(t) (4)
其中，sau(t)为真实信号，ssp(t)代表欺骗信号，
sau(t)和ssp(t)分别表示如下：
Figure BDA0002206045850000061
Figure BDA0002206045850000062
其中：上标au与sp分别代表真实信号与欺骗信号相关参数，t为时间，τ为码延时，P为信号功率，C为伪随机码，D表示导航电文，π为圆周率，f为载波频率；
通过乘法器与相关器进行处理、调制后，接收机最终得到调制结果
Figure BDA0002206045850000063
和
Figure BDA0002206045850000064
Figure BDA0002206045850000065
其中：上标au与sp分别代表真实信号与欺骗信号相关参数，δi为第i个相关器的码延时，此处表示为-0.5chip、0chip、0.5chip；
Figure BDA0002206045850000066
与
Figure BDA0002206045850000067
分别为同向支路的真实信号与欺骗信号与不同码延时本地C/A码的相干积分结果；
Figure BDA0002206045850000068
与
Figure BDA0002206045850000069
分别为正交支路的真实信号与欺骗信号与不同码延时本地C/A码的相干积分结果；Aau代表真实信号的自相关最大幅值，Asp代表欺骗信号的自相关最大幅值，R(·)为相关结果；Δτ为本地即时码与接收信号的码延时相位差，α为预设相对欺骗码延时；D为导航电文，φe为本地载波与接收信号的载波相位差。
进一步的，欺骗信号的存在性检测如下：
欺骗环境下，故障检测指标分两种，相关峰对称性指标γsy和相关峰斜率γsl，
所述相关峰对称性指标γsy利用了拟合相关曲线的对称形式进行故障检测，γsy有如下计算形式：
Figure BDA00022060458500000610
其中：上标E、P、L代表超前、即时、滞后支路，I为同向支路相干积分结果；
所述相关峰斜率γsl利用拟合相关曲线的斜率进行检测，γsl有如下计算形式：
Figure BDA0002206045850000071
由于IE、IL与IP服从与高斯分布，则γsy与γsl会服从于正态分布，根据统计学，获得γsy与γsl的分布形式：
Figure BDA0002206045850000072
Figure BDA0002206045850000073
其中：N代表正态分布，ρ(E,L)代表超前支路E与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，ρ(P,L)代表即时支路P与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，ρ(E,P)代表超前支路E与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，且ρ(E,L)、ρ(P,L)、ρ(E,P)的绝对值均小于等于1；Δφ为载波相位差，而A代表IP剥离载波相位差影响后的幅值，而Acos(Δφ)被称为IP的预检积分幅值，σ为剥离导航数据后的同向支路相干积分结果的标准差。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)、通过对传统SQM信号质量监测方法进行改进，欺骗信号存在性检测器利用IE、IL等被欺骗信号攻击造成的变化趋势进行检验，提高了GNSS接收机的抗欺骗能力；
(2)、与其他基带部分的欺骗信号检测技术相比，该技术不需要增加相关器个数，在节约硬件资源的同时，利用3路相关器即可达到理想的检测效果；
(3)、相干积分结果不仅可以用来为载波跟踪环与码跟踪环提供鉴相结果，还可直接利用以检测欺骗信号是否存在，这提高了环路信息的利用率；
(4)、该技术可利用软件算法完成，对接收机自身结构改变较小，保证了该技术的灵活性和低成本优势；
(5)、该发明可确保用户接收机在欺骗环境下可以及时转换抗欺骗结构或者停止工作，增强了用户载体对欺骗信号的承受能力，抵抗欺骗攻击的能力提升，具有重要的工程意义与实用价值。
附图说明
图1是本发明中包含欺骗检测设备的DLL环路跟踪结构。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作更进一步的说明。
如图1所示，一种基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测方法，包括乘法器、相关器、相干积分运算、鉴相器、欺骗检测装置、环路滤波器、伪码NCO、C/A码发生器和载波NCO，输入信号与载波NCO输出的本地复制同相载波信号经乘法器输出正弦混合信号的支路称之为同相支路，即I支路，输入信号与载波NCO输出的本地复制正交载波信号经乘法器输出余弦混合信号的支路称之为正交支路，即Q支路，乘法器输出正弦混合信号与分别C/A码发生器输出的超前码、即时码、滞后码经相关器输出相关结果iE、iP、iL，乘法器输出余弦混合信号与分别C/A码发生器输出的超前码、即时码、滞后码经相关器输出相关结果qE、qP、qL，相关结果iE、iP、iL、qE、qP、qL分别经相干积分运算得到六路预检积分值IE、IP、IL、QE、QP、QL，其中：预检积分值IE、IP、IL经欺骗检测装置输出欺骗信号存在性检验判断信息，经欺骗检测装置输出欺骗信号存在性检验判断信息进入鉴相器，六路预检积分值IE、IP、IL、QE、QP、QL经鉴相器输出鉴相结果Δδ，鉴相器输出的鉴相结果Δδ经环路滤波器输出的误差控制电压Uc，环路滤波器输出的误差控制电压Uc经伪码NCO输出下一时刻的校正频率fc，伪码NCO输出的下一时刻的校正频率fc经C/A码发生器输出下一时刻的本地伪随机即时码、本地伪随机滞后码、本地伪随机超前码，C/A码发生器输出的下一时刻的本地伪随机即时码、本地伪随机滞后码、本地伪随机超前码反馈至相关器。
一种基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测方法，包括以下步骤：
步骤S1、在码延时锁定环外增加欺骗检测装置，欺骗检测装置后续利用同相支路的相干积分结果计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl；
步骤S2、C/A码发生器分别产生相位差0.5码片的超前码、即时码、滞后码，相位关系通常表示为E、P与L；输入信号首先与载波锁相环PLL的载波NCO产生的正弦、余弦复制载波相乘，最终计算结果既产生了频率为输入信号频率两倍的正弦信号，还产生了包含相位误差信息的低频部分，其接近于直流信号；
步骤S3、经过载波部分的乘法运算之后，同相支路与正交支路的载波部分运算结果会分别与步骤S2生成的3路伪随机码利用相关器作相关以确定本地与接收信号之间C/A码相位的超前或滞后关系；为了提高载噪比并将高频部分过滤，载波相乘、伪随机码的相关结果iE、qE、iP、qP、iL、qL将进行1ms预检相干积分，最终得到六路预检积分值IE、QE、IP、QP、IL、QL；
步骤S4、在鉴相器作用之前，利用步骤S3生成的同相预检相干积分值IE、IP、IL，即超前E、即时P、滞后L支路各自与同向支路I的信号的相干积分结果，分别计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl在一段时间窗内的统计均值与均方差，并作为检测量输出；
步骤S5、通过利用接收机相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl的历史均方差值，分别计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl的上下检测门限；
步骤S6、对比相关峰对称性指标γsy和相关峰斜率γsl与各自的检测门限，并将检测结果反馈给用户接收机，若相关峰对称性指标γsy和相关峰斜率γsl均超出了各自的检测门限，则认为存在欺骗信号，接收机暂停运行，利用其它导航设备或更改接收机结果进行正确定位，以防止定位出错；
步骤S7、若该历元检测无欺骗信号存在，则六路相干运算结果IE、QE、IP、QP、IL、QL分别进入鉴相器，IE、IP、IL分别进入欺骗检测装置，欺骗检测结果输入至鉴相器；若检测到接收机处于欺骗攻击下，则跟踪停止，不再进行以下步骤；
步骤S8、鉴相器输出的鉴相结果作为信息源为环路滤波器提供信息，对相位误差进行低通滤波后，环路滤波器的输出信号将输入到伪码NCO中，使得伪码NCO经过每一次预检积分时间后，调整下一历元C/A码发生器本地产生的码延时与频率；
步骤S9、重复循环步骤S2-S8，使接收机利用最经典的相位锁定环路，完成欺骗信号的检测，同时在欺骗信号被检测出之后，及时转换抗欺骗跟踪环路(如MEDLL、CADLL等)或者利用其它导航系统(如惯性导航系统等)。
鉴相器的输出结果为本地复制的即时码与用户接收伪随机码之间的码延时相位差，其计算方法以非相干E减L幅值法为例：
Figure BDA0002206045850000101
其中，Δδ即鉴相器得到的码相位差异，上标E、L分别表示超前支路、滞后支路，I为同向支路相干积分结果，Q为正交支路相干积分结果，
Figure BDA0002206045850000102
与
Figure BDA0002206045850000103
的具体计算方法表示如下：
Figure BDA0002206045850000104
Figure BDA00022060458500001014
其中：a为自相关幅值常数，τE与τL分别为本地超前支路和滞后支路与GNSS信号的相对码延时，R(τE)与R(τL)分别为超前支路和滞后支路各自的C/A码相关结果，fe为载波频率误差，T为相干积分时间常数，|sinc(feT)|数值结果趋近于1，该处理过滤噪声基底，使得鉴相结果接近实际接收信号与本地信号相位差。
乘法器和相关器包括以下运算方法：
包含欺骗信号的混合中频信号的模拟信号s(t)数学形式如下：
s(t)＝sau(t)+ssp(t) (4)
其中，sau(t)为真实信号，ssp(t)代表欺骗信号，
sau(t)和ssp(t)分别表示如下：
Figure BDA0002206045850000105
Figure BDA0002206045850000106
其中：上标au与sp分别代表真实信号与欺骗信号相关参数，t为时间，τ为码延时，P为信号功率，C为伪随机码，D表示导航电文，π为圆周率，f为载波频率；
通过乘法器与相关器进行处理、调制后，接收机最终得到调制结果
Figure BDA0002206045850000107
和
Figure BDA0002206045850000108
Figure BDA0002206045850000109
其中：上标au与sp分别代表真实信号与欺骗信号相关参数，δi为第i个相关器的码延时，此处表示为-0.5chip、0chip、0.5chip；
Figure BDA00022060458500001010
与
Figure BDA00022060458500001011
分别为同向支路的真实信号与欺骗信号与不同码延时本地C/A码的相干积分结果；
Figure BDA00022060458500001012
与
Figure BDA00022060458500001013
分别为正交支路的真实信号与欺骗信号与不同码延时本地C/A码的相干积分结果；Aau代表真实信号的自相关最大幅值，Asp代表欺骗信号的自相关最大幅值，R(·)为相关结果；Δτ为本地即时码与接收信号的码延时相位差，α为预设相对欺骗码延时；D为导航电文，φe为本地载波与接收信号的载波相位差。
欺骗信号的存在性检测如下：
欺骗环境下，故障检测指标分两种，相关峰对称性指标γsy和相关峰斜率γsl，
所述相关峰对称性指标γsy利用了拟合相关曲线的对称形式进行故障检测，γsy有如下计算形式：
Figure BDA0002206045850000111
其中：上标E、P、L代表超前、即时、滞后支路，I为同向支路相干积分结果；
所述相关峰斜率γsl利用拟合相关曲线的斜率进行检测，γsl有如下计算形式：
Figure BDA0002206045850000112
由于IE、IL与IP服从与高斯分布，则γsy与γsl会服从于正态分布，根据统计学，获得γsy与γsl的分布形式：
Figure BDA0002206045850000113
Figure BDA0002206045850000114
其中：N代表正态分布，ρ(E,L)代表超前支路E与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，ρ(P,L)代表即时支路P与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，ρ(E,P)代表超前支路E与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，且ρ(E,L)、ρ(P,L)、ρ(E,P)的绝对值均小于等于1；Δφ为载波相位差，而A代表IP剥离载波相位差影响后的幅值，而Acos(Δφ)被称为IP的预检积分幅值，σ为剥离导航数据后的同向支路相干积分结果的标准差。
所述步骤S5中，检测门限的推导如下：
γsl与γsp在检测门限的推导过程相同，以γsl为例进行推导，给出αfa为显著性水平，则原假设Hyp0与备选假设Hyp1表示如下：
Figure BDA0002206045850000121
其中：σ为剥离导航数据后的同向支路相干积分结果的标准差，
Figure BDA00022060458500001212
为用户正常工作时运用历史值得到的γsl均方差，若用于信号检测的γsl的容量sum大于50，则一组γsl的统计均方差S与
Figure BDA00022060458500001213
一致，若最终接受假设Hyp0，则构建以下统计量：
Figure BDA0002206045850000122
其中：χ2(sum-1)表示
Figure BDA0002206045850000123
服从自由度为sum-1的卡方分布，欺骗信号检测采用双边检测法，因此Hyp0被接受，则需满足如下条件：
Figure BDA0002206045850000124
其中：αfa为显著性水平，
Figure BDA0002206045850000125
为在自由度为sum-1的情形下的上(1-αfa/2)分位点，
Figure BDA0002206045850000126
为同情形下的上αfa/2分位点，化简得到Hyp0的接受范围：
Figure BDA0002206045850000127
为了实现有效检测效果，sum取值55以上时，卡方分布的分位点由高斯分布近似计算简化，最终结果如下：
Figure BDA0002206045850000128
其中，
Figure BDA0002206045850000129
为标准正太分布的上αfa/2分位点。
所述步骤S5中，检测门限的推导如下：
γsl与γsp在检测门限的推导过程相同，以γsp为例进行推导，给出αfa为显著性水平，则原假设Hyp0与备选假设Hyp1表示如下：
Figure BDA00022060458500001210
其中：σ为剥离导航数据后的同向支路相干积分结果的标准差，
Figure BDA00022060458500001211
为用户正常工作时运用历史值得到的γsp均方差，若用于信号检测的γsp的容量sum大于50，则一组γsp的统计均方差S与
Figure BDA0002206045850000139
一致，若最终接受假设Hyp0，则构建以下统计量：
Figure BDA0002206045850000131
其中：χ2(sum-1)表示
Figure BDA0002206045850000132
服从自由度为sum-1的卡方分布，欺骗信号检测采用双边检测法，因此Hyp0被接受，则需满足如下条件：
Figure BDA0002206045850000133
其中：αfa为显著性水平，
Figure BDA0002206045850000134
为在自由度为sum-1的情形下的上(1-αfa/2)分位点，
Figure BDA0002206045850000135
为同情形下的上αfa/2分位点，化简得到Hyp0的接受范围：
Figure BDA0002206045850000136
为了实现有效检测效果，sum取值55以上时，卡方分布的分位点由高斯分布近似计算简化，最终结果如下：
Figure BDA0002206045850000137
其中，
Figure BDA0002206045850000138
为标准正太分布的上αfa/2分位点。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测装置，其特征在于，包括乘法器、相关器、相干积分运算、鉴相器、欺骗检测装置、环路滤波器、伪码NCO、C/A码发生器和载波NCO，输入信号与载波NCO输出的本地复制同相载波信号经乘法器输出正弦混合信号的支路称之为同相支路，即I支路，输入信号与载波NCO输出的本地复制正交载波信号经乘法器输出余弦混合信号的支路称之为正交支路，即Q支路，乘法器输出正弦混合信号与分别C/A码发生器输出的超前码、即时码、滞后码经相关器输出相关结果iE、iP、iL，乘法器输出余弦混合信号与分别C/A码发生器输出的超前码、即时码、滞后码经相关器输出相关结果qE、qP、qL，相关结果iE、iP、iL、qE、qP、qL分别经相干积分运算得到六路预检积分值IE、IP、IL、QE、QP、QL，其中：预检积分值IE、IP、IL经欺骗检测装置输出欺骗信号存在性检验判断信息，经欺骗检测装置输出欺骗信号存在性检验判断信息进入鉴相器，六路预检积分值IE、IP、IL、QE、QP、QL经鉴相器输出鉴相结果Δδ，鉴相器输出的鉴相结果Δδ经环路滤波器输出的误差控制电压Uc，环路滤波器输出的误差控制电压Uc经伪码NCO输出下一时刻的校正频率fc，伪码NCO输出的下一时刻的校正频率fc经C/A码发生器输出下一时刻的本地伪随机即时码、本地伪随机滞后码、本地伪随机超前码，C/A码发生器输出的下一时刻的本地伪随机即时码、本地伪随机滞后码、本地伪随机超前码反馈至相关器。
2.根据权利要求1所述的基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测装置的检测方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1、在码延时锁定环外增加欺骗检测装置，欺骗检测装置后续利用同相支路的相干积分结果计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl；
步骤S2、C/A码发生器分别产生相位差0.5码片的超前码、即时码、滞后码，相位关系通常表示为E、P与L；输入信号首先与载波锁相环PLL的载波NCO产生的正弦、余弦复制载波相乘，最终计算结果既产生了频率为输入信号频率两倍的正弦信号，还产生了包含相位误差信息的低频部分，其接近于直流信号；
步骤S3、经过载波部分的乘法运算之后，同相支路与正交支路的载波部分运算结果会分别与步骤S2生成的3路伪随机码利用相关器作相关以确定本地与接收信号之间C/A码相位的超前或滞后关系；为了提高载噪比并将高频部分过滤，载波相乘、伪随机码的相关结果iE、qE、iP、qP、iL、qL将进行1ms预检相干积分，最终得到六路预检积分值IE、QE、IP、QP、IL、QL；
步骤S4、在鉴相器作用之前，利用步骤S3生成的同相预检相干积分值IE、IP、IL，即超前E、即时P、滞后L支路各自与同相支路I的信号的相干积分结果，分别计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl在一段时间窗内的统计均值与均方差，并作为检测量输出；
步骤S5、通过利用接收机相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl的历史均方差值，分别计算相关峰对称性指标γsy与相关峰斜率γsl的上下检测门限；
步骤S6、对比相关峰对称性指标γsy和相关峰斜率γsl与各自的检测门限，并将检测结果反馈给用户接收机，若相关峰对称性指标γsy和相关峰斜率γsl均超出了各自的检测门限，则认为存在欺骗信号，接收机暂停运行，利用其它导航设备或更改接收机结果进行正确定位，以防止定位出错；
步骤S7、若历元检测无欺骗信号存在，则六路相干运算结果IE、QE、IP、QP、IL、QL分别进入鉴相器，IE、IP、IL分别进入欺骗检测装置，欺骗检测结果输入至鉴相器；若检测到接收机处于欺骗攻击下，则跟踪停止，不再进行以下步骤；
步骤S8、鉴相器输出的鉴相结果作为信息源为环路滤波器提供信息，对相位误差进行低通滤波后，环路滤波器的输出信号将输入到伪码NCO中，使得伪码NCO经过每一次预检积分时间后，调整下一历元C/A码发生器本地产生的码延时与频率；
步骤S9、重复循环步骤S2-S8，使接收机利用最经典的相位锁定环路，完成欺骗信号的检测，同时在欺骗信号被检测出之后，及时转换抗欺骗跟踪环路或者利用其它导航系统。
3.根据权利要求2所述的基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测装置的检测方法，其特征在于：所述步骤S5中，检测门限的推导如下：
γsl与γsy在检测门限的推导过程相同，以γsl为例进行推导，给出αfa为显著性水平，则原假设Hyp0与备选假设Hyp1表示如下：
Figure FDA0003579174510000031
其中：σ为剥离导航数据后的同相支路相干积分结果的标准差，
Figure FDA00035791745100000311
为用户正常工作时运用历史值得到的γsl均方差，若用于信号检测的γsl的容量sum大于50，则一组γsl的统计均方差S与
Figure FDA00035791745100000310
一致，若最终接受假设Hyp0，则构建以下统计量：
Figure FDA0003579174510000032
其中：χ2(sum-1)表示
Figure FDA0003579174510000033
服从自由度为sum-1的卡方分布，欺骗信号检测采用双边检测法，因此Hyp0被接受，则需满足如下条件：
Figure FDA0003579174510000034
其中：αfa为显著性水平，
Figure FDA0003579174510000035
为在自由度为sum-1的情形下的上(1-αfa/2)分位点，
Figure FDA0003579174510000036
为同情形下的上αfa/2分位点，化简得到Hyp0的接受范围：
Figure FDA0003579174510000037
为了实现有效检测效果，sum取值55以上时，卡方分布的分位点由高斯分布近似计算简化，最终结果如下：
Figure FDA0003579174510000038
其中，
Figure FDA0003579174510000039
为标准正太分布的上αfa/2分位点。
4.根据权利要求2所述的基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测装置的检测方法，其特征在于，所述步骤S5中，检测门限的推导如下：
γsl与γsy在检测门限的推导过程相同，以γsy为例进行推导，给出αfa为显著性水平，则原假设Hyp0与备选假设Hyp1表示如下：
Figure FDA0003579174510000041
其中：σ为剥离导航数据后的同相支路相干积分结果的标准差，
Figure FDA0003579174510000042
为用户正常工作时运用历史值得到的γsy均方差，若用于信号检测的γsy的容量sum大于50，则一组γsy的统计均方差S与
Figure FDA0003579174510000043
一致，若最终接受假设Hyp0，则构建以下统计量：
Figure FDA0003579174510000044
其中：χ2(sum-1)表示
Figure FDA0003579174510000045
服从自由度为sum-1的卡方分布，欺骗信号检测采用双边检测法，因此Hyp0被接受，则需满足如下条件：
Figure FDA0003579174510000046
其中：αfa为显著性水平，
Figure FDA0003579174510000047
为在自由度为sum-1的情形下的上(1-αfa/2)分位点，
Figure FDA0003579174510000048
为同情形下的上αfa/2分位点，化简得到Hyp0的接受范围：
Figure FDA0003579174510000049
为了实现有效检测效果，sum取值55以上时，卡方分布的分位点由高斯分布近似计算简化，最终结果如下：
Figure FDA00035791745100000410
其中，
Figure FDA00035791745100000411
为标准正太分布的上αfa/2分位点。
5.根据权利要求2所述的基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测装置的检测方法，其特征在于：鉴相器的输出结果为本地复制的即时码与用户接收伪随机码之间的码延时相位差，其计算方法以非相干E减L幅值法为例：
Figure FDA0003579174510000051
其中，Δδ即鉴相器得到的码相位差异，上标E、L分别表示超前支路、滞后支路，I为同相支路相干积分结果，Q为正交支路相干积分结果，
Figure FDA0003579174510000052
与
Figure FDA0003579174510000053
的具体计算方法表示如下：
Figure FDA0003579174510000054
Figure FDA0003579174510000055
其中：a为自相关幅值常数，τE与τL分别为本地超前支路和滞后支路与GNSS信号的相对码延时，R(τE)与R(τL)分别为超前支路和滞后支路各自的C/A码相关结果，fe为载波频率误差，T为相干积分时间常数，|sinc(feT)|数值结果趋近于1，该处理过滤噪声基底，使得鉴相结果接近实际接收信号与本地信号相位差。
6.根据权利要求2所述的基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测装置的检测方法，其特征在于：乘法器和相关器包括以下运算方法：
包含欺骗信号的混合中频信号的模拟信号s(t)数学形式如下：
s(t)＝sau(t)+ssp(t) (4)
其中，sau(t)为真实信号，ssp(t)代表欺骗信号，
sau(t)和ssp(t)分别表示如下：
Figure FDA0003579174510000056
Figure FDA0003579174510000057
其中：上标au与sp分别代表真实信号与欺骗信号相关参数，t为时间，τ为码延时，P为信号功率，C为伪随机码，D表示导航电文，π为圆周率，f为载波频率；
通过乘法器与相关器进行处理、调制后，接收机最终得到调制结果
Figure FDA0003579174510000058
和
Figure FDA0003579174510000059
Figure FDA00035791745100000510
其中：上标au与sp分别代表真实信号与欺骗信号相关参数，δi为第i个相关器的码延时，此处表示为-0.5chip、0chip、0.5chip；
Figure FDA0003579174510000061
与
Figure FDA0003579174510000062
分别为同相支路的真实信号与欺骗信号与不同码延时本地C/A码的相干积分结果；
Figure FDA0003579174510000063
与
Figure FDA0003579174510000064
分别为正交支路的真实信号与欺骗信号与不同码延时本地C/A码的相干积分结果；Aau代表真实信号的自相关最大幅值，Asp代表欺骗信号的自相关最大幅值，R(·)为相关结果；Δτ为本地即时码与接收信号的码延时相位差，α为预设相对欺骗码延时；D为导航电文，φe为本地载波与接收信号的载波相位差。
7.根据权利要求2所述的基于扩展SQM的GNSS接收机基带欺骗检测装置的检测方法，其特征在于，欺骗信号的存在性检测如下：
欺骗环境下，故障检测指标分两种，相关峰对称性指标γsy和相关峰斜率γsl，
所述相关峰对称性指标γsy利用了拟合相关曲线的对称形式进行故障检测，γsy有如下计算形式：
Figure FDA0003579174510000065
其中：上标E、P、L代表超前、即时、滞后支路，I为同相支路相干积分结果；
所述相关峰斜率γsl利用拟合相关曲线的斜率进行检测，γsl有如下计算形式：
Figure FDA0003579174510000066
由于IE、IL与IP服从与高斯分布，则γsy与γsl会服从于正态分布，根据统计学，获得γsy与γsl的分布形式：
Figure FDA0003579174510000067
Figure FDA0003579174510000068
其中：N代表正态分布，ρ(E,L)代表超前支路E与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，ρ(P,L)代表即时支路P与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，ρ(E,P)代表超前支路E与滞后支路L的同相支路的相干积分统计量互相之间的关系，且ρ(E,L)、ρ(P,L)、ρ(E,P)的绝对值均小于等于1；Δφ为载波相位差，而A代表IP剥离载波相位差影响后的幅值，而Acos(Δφ)被称为IP的预检积分幅值，σ为剥离导航数据后的同相支路相干积分结果的标准差。
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