CN109188469A - 一种gnss信号接收机欺骗信号参数估计方法 - Google Patents
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Abstract
发明提供一种GNSS接收机欺骗信号参数估计方法，包括步骤：(1)将来自GNSS接收机天线的数字中频信号与本地根据载波NCO输出的多普勒频率产生的相位差为90度的两路正弦/余弦信号输入到混频器中；(2)两支路混频器的输出结果分别与本地产生的不同码相位的C/A码输入到多路相关器中做相关运算，经多路相关器运算后输出信号变为只含导航数据信息的真正基带信号。本发明通过扩展卡尔曼滤波器的迭代状态估计，将GNSS信号与欺骗信号各自的信号能量与和最终欺骗位置之间的码间隔实时计算出来，提高了GNSS接收机的抗干扰能力与反欺骗能力。
Description
技术领域
本发明涉及一种GNSS接收机欺骗信号参数估计方法。
背景技术
无论是在人们的日常活动中还是军工、航空、航天应用等各个方面，人们对全球导航卫星系统(GNSS，Global Navigation Satellite System)的需求越来越高，它可以带给人类廉价又精确的空间位置信息定位，但自身也存在一些问题。卫星信号到达地面时能量十分微弱，这使得GNSS接收机特别容易受到干扰或者欺骗，导致定位出现错误。欺骗信号是指欺骗设备通过发射与卫星信号相似但功率不同的携带欺骗信息的信号，它使GNSS接收机得出错误的定位信息，从而诱导接收机载体偏离期望轨迹。位置信息出错不仅会影响载体的运动路线，还会影响载体的安全。因此，提高GNSS接收机的抗欺骗能力成为导航领域亟待解决的关键问题。面对该特殊的需要，研究一种能够自主对欺骗信号的特征参数进行估计，进而辨识和抑制欺骗信号影响的新型接收机跟踪环路有重要的工程意义。
GNSS接收机跟踪环路受传统环路鉴相器的影响，难以直接发现接收信号中混入的不同相位与能量的欺骗信号，同时由于传统环路鉴相器仅仅直接对比超前支路和滞后支路的自相关幅值以实现相位对齐的工作原理，接收机的定位结果会随时间变化逐渐被欺骗信号牵引到其他位置，直到环路鉴相器输出结果已趋于0。
在GNSS跟踪环路中加入窄距多相关器结构可以使定位结果更加精准。然而，由于没有摆脱传统鉴相器的影响，多路相关器结构的输出结果依然没有得到充分利用，对欺骗信号的参数估计能力十分有限。如图2所示传统的GNSS跟踪回路为了保证对信号的稳定跟踪，本地复制产生了码间隔为0.5码片的三路伪随机码，并用于产生E、P、L三路相干积分结果。而最终在伪随机码延时的计算过程中，鉴相器仅仅利用了E、L两路相干积分结果，其本质缺陷在于只通过E、P、L三个相干积分值就拟合了当前的相关曲线，试图仅通过E、L两路相关器锁定卫星信号伪码延时，认为当E支路与L支路相干积分结果基本相同时，P支路的绝对值是所有支路的最大值，P支路码延时基本等于当前GNSS信号的码延时。尽管存在较大误差，但在仅仅含有真实GNSS信号的情况下，该方法是高效的；而在欺骗环境下，接收机则会对包含有真实信号与欺骗信号的混合信号进行处理。若本地只产生了三路相干积分结果，传统回路难以得到此时实际的码相关结果，即丢失了信号的有用信息，后续不可能对欺骗信号成功辨识甚至参数估计。因此，设计一种可以最大限度利用多路相关器的输出结果并且可以实时对欺骗信号的参数进行估计的环路结构是一种有效的解决方法。
目前已有的窄距多相关器利用与反欺骗技术，在GNSS伪随机码相位跟踪环路中，对实时估计GNSS接收机接收的欺骗信号参数的相关研究还比较少。因此，本发明提出了一种基于扩展卡尔曼滤波器的GNSS跟踪环路欺骗信号参数估计技术，在接收机受到欺骗干扰的环境下，能够实时将真实信号与欺骗信号的信号强度与相位差计算出来，为反欺骗能力更强的接收机开发提供了有效方案，具有实际工程意义。
发明内容
发明目的：针对上述问题，本发明的目的是提供一种GNSS接收机欺骗信号参数估计方法。
技术方案：为了解决以上问题，本发明提供挂在一种GNSS接收机欺骗信号参数估计方法，包括步骤
(1)将来自GNSS接收机天线的数字中频信号与本地根据载波NCO输出的多普勒频率产生的相位差为90度的两路正弦/余弦信号输入到混频器中，混频器的输出分为两路，一路为同相支路(I支路)，另一路为正交支路(Q支路)；
(2)两支路混频器的输出结果分别与本地产生的不同码相位的C/A码输入到多路相关器中做相关运算，经多路相关器运算后输出信号变为只含导航数据信息的真正基带信号。
所述多路相关器的输出同时输入到积分-清除器中进行。
所述积分-清除器输出的相干积分结果同时输入到导航数据剥离器中进行处理；处理结果Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...共同输入到扩展卡尔曼滤波器中。
所述扩展卡尔曼滤波器输出的码环路相位差估计值直接输入到环路滤波器中进行低通滤波，消除环路中的高频成分，环路滤波器的输出输入到码环路数控振荡器中，数控振荡器在驱动时钟频率的控制下，输出环路调整后的C/A码频率，调整后的C/A码频率作为数控振荡器的输出，直接输入到C/A码发生器中，并为下一历元产生不同码相位的本地C/A码。
其工作方法包括
(1)在GNSS接收机DLL跟踪环路的基础上，拓展一个扩展卡尔曼滤波器，EKF 为GNSS接收机提供每一历元本地复制的即时C/A码与接收信号伪随机码之间的相位差；同时，在GNSS接收机受到外在欺骗信号的影响下，EKF实时估计出当前时刻接收到的真实GNSS信号与欺骗信号之间的C/A码相位差与干信比；
(2)C/A码发生器共复制产生n路伪随机码，编号依次为δ1、δ2...δn，同时，在移位寄存器的作用下，产生多路本地复制C/A码，相邻编号的伪随机码相位差为 0.0625码片；其中n的取值与最终估计精度与运算量有关；
(3)中频数字信号首先与载波环中复制的载波混频相乘，其中在I支路与正弦复制载波相乘；
(4)经过混频之后，I支路与Q支路的混频结果又分别与(2)步骤中的产生的n 路伪随机码经过相关器做相关运算；
(5)经过相关运算后，I支路与Q支路的相关结果通过积分-清除器进行一定时间的相干积分运算，得到多路相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...；
(6)多路相干积分值的模拟信号作为输入量引入导航数据剥离器中，输出处理后的剥离导航数据的相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...，并作为EKF的观测量输入到扩展卡尔曼滤波器；
(7)EKF经过内部的递推算法与滤波算法，通过对多路剥离导航数据的相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...的观测，对系统的状态向量进行估计；
(8)EKF输出的伪码相位差作为输入量，输入到DLL环路内部的环路滤波器中；
(9)经过调整的环路滤波器，对DLL环路EKF估计的伪码相位误差进行低通滤波，消除环路中存在的高频成分；
(10)在鉴相器得到滤波之后，环路滤波器的输出信号接着作为输入到压控振荡器的控制信号，使得数控振荡器调整本地C/A码发生器复制产生的C/A码的频率与相位等状态；
(11)重复循环(2)～(10)步骤，可以持续得到DLL环路中扩展卡尔曼滤波器每一历元所估计的GNSS信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值与本地复现产
生的即时C/A码相位分别与GNSS信号、欺骗信号相位的差值。
步骤(7)所述的状态向量包括：伪码相位差、伪码延时变化率、GNSS信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值、本地复现产生的即时C/A码相位分别与GNSS信号、欺骗信号相位的差值。
步骤(1)中DLL环路鉴相器的输出结果为EKF迭代算法提供初始值，采用非相干超前减滞后幅值法：
其中，δcp为码相位差异，E，L分别为超前支路和滞后支路的自相关幅值。
步骤(3)输入到跟踪环路单个通道的只含真实信号的中频信号的模拟形式表达为：
SIF＝C(t)D(t)sin(2π(fIF+fdop)t+θIF)
其中包括：C/A码C(t)、导航数据D(t)，载波sin(2π(fIF+fdop)t+θIF)；fIF、fdop、θIF分别为载波信号的中频频率、多普勒频移、载波初相位；
中频信号分别与本地载波混频、与本地的产生的即时码相关运算之后，获得调制结果：
ip(n)＝aD(n)R(τp)cos(ωet(n)+θe)。
系统状态方程模型描述为：
其中，状态量X(k)为6维度，分别为伪码相位差、伪码延时变化率、真实信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值、本地复现产生的CA码相位分别与两路信号相位的距离。T为相干积分时间，输入量U(k-1)为上一历元输出的伪码延时变化率；Q为过程噪声；
系统量测方程模型描述为：
系统量测方程为非线性的，为实现EKF的迭代运算，需要进行线性化处理：
状态一步预测估计：
向前一步预测方程：
P(k|k-1)＝A(k-1)P(k-1|k-1)AT(k-1)+Q(k-1)
状态更新估值方程：
滤波器增益方程：
K(k)＝P(k|k-1)HT(k)(H(k)P(k|k-1)HT(k)+V)
协方差更新方程：
P(k|k)＝[I-K(k)H(k)]P(k|k-1)。
有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1.本发明通过利用前一历元的伪码延时变化率，相干积分结果直接作为观测量，扩展卡尔曼滤波器对伪码相位差、伪码延时变化率进行数学迭代计算，减小了锁相环失锁的概率，提高码环路跟踪的稳定与精度；
2.通过扩展卡尔曼滤波器的迭代状态估计，将GNSS信号与欺骗信号各自的信号能量与和最终欺骗位置之间的码间隔实时计算出来，提高了GNSS接收机的抗干扰能力与反欺骗能力；
3.通过对窄距多路相关器结构得到的所有的多相干器结果进行观测，提高了环路信息的利用率；
4.本方案通过软件算法完成，保证了算法的灵活性和低成本优势；
5.本发明可在GNSS接收机在受欺骗干扰的环境下的欺骗信号能量与相位的稳定估计，提高了GNSS接收机对欺骗攻击的承受程度，抗欺骗能力更强，具有重要工程意义。
附图说明
图1为本发明结构图；
图2为接收机对信号跟踪相关结果的拟合曲线。
具体实施方式
下面结合附图具体阐述本发明。
如图2所示，接收机对干信比为6.02dB(欺骗信号功率为GNSS信号的2倍)的信号跟踪相关结果的拟合曲线，可见A曲线为传统回路(3路相关器，码间隔0.5码片) 拟合结果。可以看到A曲线代表的传统回路拟合结果不仅并没有体现出欺骗信号的存在，反而为了使E、L的结果相同，使得接收机被欺骗成功。
如图1所示的一种GNSS接收机干信比为6.02dB欺骗信号参数估计方法，包括步骤(1)将来自GNSS接收机天线的数字中频信号与本地根据载波NCO输出的多普勒频率产生的相位差为90度的两路正弦/余弦信号输入到混频器中，混频器的输出分为两路，一路为同相支路(I支路)，另一路为正交支路(Q支路)；
(2)两支路混频器的输出结果分别与本地产生的不同码相位的C/A码输入到多路相关器中做相关运算；
(3)所述多路相关器的输出同时输入到积分-清除器中进行；
(4)所述积分-清除器输出的相干积分结果同时输入到导航数据剥离器中进行处理；处理结果Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...共同输入到扩展卡尔曼滤波器中；
所述扩展卡尔曼滤波器输出的码环路相位差估计值直接输入到环路滤波器中进行低通滤波，消除环路中的高频成分，环路滤波器的输出输入到码环路数控振荡器中，数控振荡器在驱动时钟频率的控制下，输出环路调整后的C/A码频率，调整后的C/A码频率作为数控振荡器的输出，直接输入到C/A码发生器中，并为下一历元产生不同码相位的本地C/A码；
经环路调整后的C/A码变为只含导航数据信息的真正基带信号。
一种GNSS接收机干信比为6.02dB欺骗信号参数估计方法，其工作方法为
(1)在GNSS接收机DLL跟踪环路的基础上，拓展一个扩展卡尔曼滤波器，EKF 代替传统DLL环路鉴相器为GNSS接收机提供每一历元本地复制的即时C/A码与接收信号伪随机码之间的相位差；同时，在接收机受到外在欺骗信号的影响下，EKF实时估计出当前时刻接收到的真实GNSS信号与欺骗信号之间的C/A码相位差与干信比；
其中DLL环路鉴相器的输出结果为EKF迭代算法提供初始值，采用非相干超前减
滞后幅值法：
其中，δcp为码相位差异，E，L分别为超前支路和滞后支路的自相关幅值；
(2)C/A码发生器共复制产生n路伪随机码，编号依次为δ1、δ2...δn，同时，在移位寄存器的作用下，产生多路本地复制C/A码，相邻编号的伪随机码相位差为 0.0625码片；其中n的取值与最终估计精度与运算量有关；
(3)中频数字信号首先与载波环中复制的载波混频相乘，其中在I支路与正弦复制载波相乘；
输入到跟踪环路单个通道的只含真实信号的中频信号的模拟形式可表达为：
SIF＝C(t)D(t)sin(2π(fIF+fdop)t+θIF)
其中包括：C/A码C(t)、导航数据D(t)，载波sin(2π(fIF+fdop)t+θIF)；fIF、fdop、θIF分别为载波信号的中频频率、多普勒频移、载波初相位；
中频信号分别与本地载波混频、与本地的产生的即时码相关运算之后，获得调制结果：
ip(n)＝aD(n)R(τp)cos(ωet(n)+θe)；
(4)经过混频之后，I支路与Q支路的混频结果又分别与(2)步骤中的产生的n 路伪随机码经过相关器做相关运算，如图2所示，B曲线可十分明显地将真实信号与欺骗信号的峰值体现出来；
(5)经过相关运算后，I支路与Q支路的相关结果通过积分-清除器进行一定时间的相干积分运算，得到多路相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...；
(6)多路相干积分值的模拟信号作为输入量引入导航数据剥离器中，输出处理后的剥离导航数据的相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...，并作为EKF的观测量输入到扩展卡尔曼滤波器；
(7)EKF经过内部的递推算法与滤波算法，通过对多路剥离导航数据的相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...的观测，对系统的状态向量进行估计；
其中状态向量包括：伪码相位差、伪码延时变化率、GNSS信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值、本地复现产生的即时C/A码相位分别与GNSS信号、欺骗信号相位的差值；
所述估计方法为：
将系统状态方程模型描述为：
其中，状态量X(k)为6维度，分别为伪码相位差、伪码延时变化率、真实信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值、本地复现产生的CA码相位分别与两路信号相位的距离。T为相干积分时间，输入量U(k-1)为上一历元输出的伪码延时变化率；Q为过程噪声；
系统量测方程模型描述为：
系统量测方程为非线性的，为实现EKF的迭代运算，需要进行线性化处理：
状态一步预测估计：
向前一步预测方程：
P(k|k-1)＝A(k-1)P(k-1|k-1)AT(k-1)+Q(k-1)
状态更新估值方程：
滤波器增益方程：
K(k)＝P(k|k-1)HT(k)(H(k)P(k|k-1)HT(k)+V)
协方差更新方程：
P(k|k)＝[I-K(k)H(k)]P(k|k-1)；
(8)EKF输出的伪码相位差作为输入量，输入到DLL环路内部的环路滤波器中；
(9)经过调整的环路滤波器，对DLL环路EKF估计的伪码相位误差进行低通滤波，消除环路中存在的高频成分；
(10)在鉴相器得到滤波之后，环路滤波器的输出信号接着作为输入到压控振荡器的控制信号，使得数控振荡器调整本地C/A码发生器复制产生的C/A码的频率与相位等状态；
(11)重复循环(2)～(10)步骤，可以持续得到DLL环路中扩展卡尔曼滤波器每一历元所估计的GNSS信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值与本地复现产生的即时C/A码相位分别与GNSS信号、欺骗信号相位的差值。
本发明的实施例是为了示例和描述起见而给出的，而并不是无遗漏的或者将本发明限于所公开的形式。很多修改和变化对于本领域的普通技术人员而言是显而易见的。选择和描述实施例是为了更好说明本发明的原理和实际应用，并且使本领域的普通技术人员能够理解本发明从而设计适于特定用途的带有各种修改的各种实施例。
Claims (9)
1.一种GNSS信号接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：包括步骤
(1)将来自GNSS接收机天线的数字中频信号与本地根据载波NCO输出的多普勒频率产生的相位差为90度的两路正弦/余弦信号输入到混频器中，混频器的输出分为两路，一路为同相支路(I支路)，另一路为正交支路(Q支路)；
(2)两支路混频器的输出结果分别与本地产生的不同码相位的C/A码输入到多路相关器中做相关运算，经多路相关器运算后输出信号变为只含导航数据信息的真正基带信号。
2.根据权利要求1所述的一种GNSS信号接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：所述多路相关器的输出同时输入到积分-清除器中进行。
3.根据权利要求2所述的一种GNSS接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：所述积分-清除器输出的相干积分结果同时输入到导航数据剥离器中进行处理；处理结果Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...共同输入到扩展卡尔曼滤波器中。
4.根据权利要求3所述的一种GNSS信号接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：所述扩展卡尔曼滤波器输出的码环路相位差估计值直接输入到环路滤波器中进行低通滤波，消除环路中的高频成分，环路滤波器的输出输入到码环路数控振荡器中，数控振荡器在驱动时钟频率的控制下，输出环路调整后的C/A码频率，调整后的C/A码频率作为数控振荡器的输出，直接输入到C/A码发生器中，并为下一历元产生不同码相位的本地C/A码。
5.根据权利要求1所述的一种GNSS信号接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：其工作方法包括
(1)在GNSS接收机DLL跟踪环路的基础上，拓展一个扩展卡尔曼滤波器，EKF为GNSS接收机提供每一历元本地复制的即时C/A码与接收信号伪随机码之间的相位差；同时，在GNSS接收机受到外在欺骗信号的影响下，EKF实时估计出当前时刻接收到的真实GNSS信号与欺骗信号之间的C/A码相位差与干信比；
(2)C/A码发生器共复制产生n路伪随机码，编号依次为δ1、δ2...δn，同时，在移位寄存器的作用下，产生多路本地复制C/A码，相邻编号的伪随机码相位差为0.0625码片；其中n的取值与最终估计精度与运算量有关；
(3)中频数字信号首先与载波环中复制的载波混频相乘，其中在I支路与正弦复制载波相乘；
(4)经过混频之后，I支路与Q支路的混频结果又分别与(2)步骤中的产生的n路伪随机码经过相关器做相关运算；
(5)经过相关运算后，I支路与Q支路的相关结果通过积分-清除器进行一定时间的相干积分运算，得到多路相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...；
(6)多路相干积分值的模拟信号作为输入量引入导航数据剥离器中，输出处理后的剥离导航数据的相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...，并作为EKF的观测量输入到扩展卡尔曼滤波器；
(7)EKF经过内部的递推算法与滤波算法，通过对多路剥离导航数据的相干积分值Iδ1、Qδ1、Iδ2、Qδ2...的观测，对系统的状态向量进行估计；
(8)EKF输出的伪码相位差作为输入量，输入到DLL环路内部的环路滤波器中；
(9)经过调整的环路滤波器，对DLL环路EKF估计的伪码相位误差进行低通滤波，消除环路中存在的高频成分；
(10)在鉴相器得到滤波之后，环路滤波器的输出信号接着作为输入到压控振荡器的控制信号，使得数控振荡器调整本地C/A码发生器复制产生的C/A码的频率与相位等状态；
(11)重复循环(2)～(10)步骤，可以持续得到DLL环路中扩展卡尔曼滤波器每一历元所估计的GNSS信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值与本地复现产生的即时C/A码相位分别与GNSS信号、欺骗信号相位的差值。
6.根据权利要求1所述的一种GNSS信号接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：步骤(7)所述的状态向量包括：伪码相位差、伪码延时变化率、GNSS信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值、本地复现产生的即时C/A码相位分别与GNSS信号、欺骗信号相位的差值。
7.根据权利要求5所述的一种GNSS信号接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：步骤(1)中DLL环路鉴相器的输出结果为EKF迭代算法提供初始值，采用非相干超前减滞后幅值法：
其中，δcp为码相位差异，E，L分别为超前支路和滞后支路的自相关幅值。
8.根据权利要求5所述的一种GNSS信号接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：步骤(3)输入到跟踪环路单个通道的只含真实信号的中频信号的模拟形式表达为：
SIF＝C(t)D(t)sin(2π(fIF+fdop)t+θIF)
其中包括：C/A码C(t)、导航数据D(t)，载波sin(2π(fIF+fdop)t+θIF)；fIF、fdop、θIF分别为载波信号的中频频率、多普勒频移、载波初相位；
中频信号分别与本地载波混频、与本地的产生的即时码相关运算之后，获得调制结果：
ip(n)＝aD(n)R(τp)cos(ωet(n)+θe)。
9.根据权利要求5所述的一种GNSS信号接收机欺骗信号参数估计方法，其特征在于：步骤(7)所述的估计方法包括
将系统状态方程模型描述为：
其中，状态量X(k)为6维度，分别为伪码相位差、伪码延时变化率、真实信号相干积分幅值、欺骗信号相干积分幅值、本地复现产生的CA码相位分别与两路信号相位的距离。T为相干积分时间，输入量U(k-1)为上一历元输出的伪码延时变化率；Q为过程噪声；
系统量测方程模型描述为：
系统量测方程为非线性的，为实现EKF的迭代运算，需要进行线性化处理：
状态一步预测估计：
向前一步预测方程：
P(k|k-1)＝A(k-1)P(k-1|k-1)AT(k-1)+Q(k-1)
状态更新估值方程：
滤波器增益方程：
K(k)＝P(k|k-1)HT(k)(H(k)P(k|k-1)HT(k)+V)
协方差更新方程：
P(k|k)＝[I-K(k)H(k)]P(k|k-1)。
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