CN110603724A - 电源电路 - Google Patents

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Abstract

一种电源电路，其中，第一电感器的第1端与连接第一输入端子和第一连接点的路径连接，第一电感器的第2端与旁路电容器的第1端连接；第二电感器的第1端与连接第一输入端子和第二连接点的路径连接，第二电感器的第2端与旁路电容器的第1端连接；旁路电容器的第2端与第二输出端子连接；第一电抗器与第一电感器磁耦合，第二电抗器与第二电感器磁耦合；控制电路，以交错方式开关控制第一开关元件和第二开关元件。

Description

电源电路
技术领域
本发明涉及一种生成规定的电压以及电流的电源电路。
背景技术
在专利文献1中公开了一种电源装置，通过以交错方式(Interleaving Method)进行开关控制来降低成为杂讯的波纹(ripple)成分。
然而，在现有技术中，期望能进一步降低开关频率的偶数倍的杂讯。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利公开公报特开2007-195282号公报
发明内容
本发明的一个方面涉及的电源电路具备：第一输入端子(3a)和第二输入端子(3b)；第一电抗器(Lr1)和第二电抗器(Lr2)；第一开关元件(Sw1)和第二开关元件(Sw2)；第三开关元件(S1)和第四开关元件(S2)；第一电容器(C1)和第一输出端子(5a)以及第二输出端子(5b)；控制电路(9)；第一电感器(Lc1)和第二电感器(Lc2)；以及，旁路电容器(Cb)，其中，所述第一输入端子(3a)与所述第一电抗器(Lr1)的第1端连接，所述第一电抗器(Lr1)的第2端与所述第三开关元件(S1)的第1端连接，所述第三开关元件(S1)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接；所述第一输入端子(3a)与所述第二电抗器(Lr2)的第1端连接，所述第二电抗器(Lr2)的第2端与所述第四开关元件(S2)的第1端连接，所述第四开关元件(S2)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接；所述第二输入端子(3b)与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一开关元件(Sw1)的第1端与连接所述第一电抗器(Lr1)的第2端和所述第三开关元件(S1)的第1端的路径上的第一连接点(4a)连接，所述第一开关元件(Sw1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第二开关元件(Sw2)的第1端与连接所述第二电抗器(Lr2)的第2端和所述第四开关元件(S2)的第1端的路径上的第二连接点(4c)连接，所述第二开关元件(Sw2)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电容器(C1)的第1端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第一电容器(C1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电感器(Lc1)的第1端与连接所述第一输入端子(3a)和所述第一连接点(4a)的路径连接，所述第一电感器(Lc1)的第2端与所述旁路电容器(Cb)的第1端连接；所述第二电感器(Lc2)的第1端与连接所述第一输入端子(3a)和所述第二连接点(4c)的路径连接，所述第二电感器(Lc2)的第2端与所述旁路电容器(Cb)的第1端连接；所述旁路电容器(Cb)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电抗器(Lr1)与所述第一电感器(Lc1)磁耦合，所述第二电抗器(Lr2)与所述第二电感器(Lc2)磁耦合；所述控制电路(9)，以交错方式开关控制所述第一开关元件(Sw1)和所述第二开关元件(Sw2)。
本发明的另一方面涉及的电源电路具备：第一输入端子(3a)和第二输入端子(3b)；第一电抗器(Lr1)和第二电抗器(Lr2)；第一开关元件(Sw1)和第二开关元件(Sw2)；第三开关元件(S1)和第四开关元件(S2)；第一电容器(C1)和第一输出端子(5a)以及第二输出端子(5b)；控制电路(9)；第一电感器(Lc1)和第二电感器(Lc2)；以及，第一旁路电容器(Cb1)和第二旁路电容器(Cb2)，其中，所述第一输入端子(3a)与所述第一电抗器(Lr1)的第1端连接，所述第一电抗器(Lr1)的第2端与所述第三开关元件(S1)的第1端连接，所述第三开关元件(S1)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接；所述第一输入端子(3a)与所述第二电抗器(Lr2)的第1端连接，所述第二电抗器(Lr2)的第2端与所述第四开关元件(S2)的第1端连接，所述第四开关元件(S2)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接；所述第二输入端子(3b)与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一开关元件(Sw1)的第1端与连接所述第一电抗器(Lr1)的第2端和所述第三开关元件(S1)的第1端的路径上的第一连接点(4a)连接，所述第一开关元件(Sw1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第二开关元件(Sw2)的第1端与连接所述第二电抗器(Lr2)的第2端和所述第四开关元件(S2)的第1端的路径上的第二连接点(4c)连接，所述第二开关元件(Sw2)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电容器(C1)的第1端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第一电容器(C1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电感器(Le1)的第1端与连接所述第一输入端子(3a)和所述第一连接点(4a)的路径连接，所述第一电感器(Lc1)的第2端与所述第一旁路电容器(Cb1)的第1端连接，所述第一旁路电容器(Cb1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第二电感器(Lc2)的第1端与连接所述第一输入端子(3a)和所述第二连接点(4c)的路径连接，所述第二电感器(Lc2)的第2端与所述第二旁路电容器(Cb2)的第1端连接；所述第二旁路电容器(Cb2)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电抗器(Lr1)与所述第一电感器(Lc1)磁耦合，所述第二电抗器(Lr2)与所述第二电感器(Lc2)磁耦合；所述控制电路(9)，以交错方式开关控制所述第一开关元件(Sw1)和所述第二开关元件(Sw2)。
根据本发明，能进一步降低开关频率的偶数倍的杂讯。
附图说明
图1是表示第1实施方式的电源电路的概略构成的电路图。
图2是表示满足式(1)的功率因数校正(Power factor correction)电路的电源电流的基于电路模拟的计算结果的示意图。
图3是放大表示图2所示的电源电流之中在一部分期间的电源电流的示意图。
图4是表示第1实施方式的第1变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图5是表示第1实施方式的第2变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图6是表示第1实施方式的第3变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图7是第1实施方式的功率因数校正电路的改善点的说明图。
图8是表示第2实施方式的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图9是表示满足式(9)的功率因数校正电路的电源电流基于电路模拟的计算结果的示意图。
图10是放大表示图9所示的电源电流之中在一部分期间的电源电流的示意图。
图11是表示第2实施方式的第1变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图12是表示第2实施方式的第2变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图13是表示第2实施方式的第3变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图14是表示以交错方式进行开关控制的比较例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图15是表示图14所示的功率因数校正电路中的电源电流基于电路模拟的计算结果的示意图。
图16是放大表示图15所示的电源电流之中在一部分期间的电源电流的示意图。
图17是表示与图14所示的功率因数校正电路不同的作为比较例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图18是表示与图14以及图17所示的功率因数校正电路不同的作为比较例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图19是表示第2实施方式的第4变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图20是表示第2实施方式的第5变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
图21是表示第2实施方式的第6变形例的功率因数校正电路的概略构成的电路图。
具体实施方式
(本发明的基础知识)
首先，对本发明的基础知识进行说明。图14是表示以交错方式进行开关控制的比较例的功率因数校正电路9000的概略构成的电路图。以往，与上述专利文献1中公开的电源装置相同，以交错方式进行开关控制的如图14所示的功率因数校正电路9000已为公知。
具体而言，在功率因数校正电路9000中，在整流部10的第一输入端2a和整流部10的第二输入端2b之间输入来自交流电源1的交流电压。所输入的交流电压，在被整流部10整流之后，在第一输入端子3a和第二输入端子3b之间作为直流电压输出。
第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2通过控制电路9以交错方式控制开关。具体而言，在该开关控制过程中，第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2以相同的开关频率(以后，称为开关频率fsw)接通/断开，以便使得相位彼此相差180度。
第三开关元件S1，在第一开关元件Sw1接通时断开，在第一开关元件Sw1断开时接通。同样，第四开关元件S2，在第二开关元件Sw2接通时断开，在第二开关元件Sw2断开时接通。以后，将控制电路9的交错方式的开关控制时的第一以及第二开关元件Sw1、Sw2的动作记述为交错动作。
当第一开关元件Sw1接通时，电流能量被蓄积到第一电抗器(reactor)Lr1。当第三开关元件S1接通时，能量从第一电抗器Lr1传递到第一电容器C1。另一方面，当第二开关元件Sw2接通时，电流能量被蓄积到第二电抗器Lr2。当第四开关元件S2接通时，能量从第二电抗器Lr2传递到第一电容器C1。其结果，在功率因数校正电路9000的第一输出端子5a和第二输出端子5b之间出现直流电压。
第一电抗器Lr1和第二电抗器Lr2重复电流能量的蓄积和释放。为此，流经第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电流呈具有较大的三角形状波纹的波形。该三角形状波纹作为杂讯，例如，传播到交流电源1等。
杂讯，根据其传播特性被分类为常态模式杂讯(normal mode noise)和共模杂讯(common mode noise)。常态模式杂讯是在电力线之间回旋的杂讯。共模杂讯是在多个电力线上同相传播并以中性线作为返回路径逆相传播的杂讯。三角形状波纹作为常态模式杂讯进行传播。
功率因数校正电路9000的电源电流基于电路模拟的计算结果如图15所示。而且，在图15所示的电源电流之中，放大表示时间从5ms到5.1ms的期间的电源电流如图16所示。
另外，在该电路模拟中，假设第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感为200uH，X电容器C2的电容为400nF，开关频率fsw为100kHz。从交流电源1输入的交流电压其频率为50Hz，电压有效值为200V。而且，在第一输出端子5a和第二输出端子5b之间出现的直流电压为400V。
在功率因数校正电路9000中，所产生的三角形状波纹中包含的频率成分之中，开关频率fsw的奇数倍(一倍、三倍、......)的频率成分通过交错动作被抵消。另一方面，在功率因数校正电路9000中，由于开关频率fsw的偶数倍(两倍、四倍、......)的频率成分没有被抵消，如图15以及16所示，电源电流的波形成为重叠有杂讯的正弦波。
而且，为了抑制传播到电源的杂讯，有时在电源1和整流电路10之间使用杂讯滤波电路。由此，引起电路的大型化。而且，杂讯滤波电路，由于电路布局上的原因，有时被配置在与功率因数校正电路9000不同的基板上。在这种情况下，常态模式杂讯传播的物理范围有增大的风险。其结果，杂讯流入电路控制所使用的检测电路等，引起电路的误动作的危险性增高。而且，在杂讯传播的路径中，如果常态模式杂讯转换为共模杂讯，传播路径就会被复杂化，杂讯对策变得困难。
另一方面，以往，如图17以及图18所示，不以交错方式进行开关控制，而是通过旁路电路B来降低开关频率fsw的常态模式杂讯的功率因数校正电路9100、9200已为公知。图17是与图14所示的功率因数校正电路9000不同的作为其它比较例的功率因数校正电路9100的概略构成的电路图。图18是与图14以及图17所示的功率因数校正电路9000、9100不同的作为其它比较例的功率因数校正电路9200的概略构成的电路图。
具体而言，如图17以及图18所示，功率因数校正电路9100、9200具备两端分别与第一输入端子3a和第二输入端子3b连接的旁路电路B。旁路电路B具备与第一电抗器Lr1磁耦合的第一电感器Lc1和与第一电感器Lc1串联连接的第一旁路电容器Cb1。另外，功率因数校正电路9200(图18)具备的旁路电路B，在第一电感器Lc1和第一旁路电容器Cb1之间还具备第一旁路电感器Le1。
在功率因数校正电路9100、9200中，因为第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1是磁耦合，所以，通过流经第一电抗器Lr1的电流，旁路电容器Cb1的端子间电压被起振。由此，流经第一电抗器Lr1的电流中包含的波纹成分的一部分被从旁路电路B供给。
其结果，流经第一电抗器Lr1、第一开关元件Sw1和第三开关元件S1的至少其中之一的电流中包含的波纹成分的一部分被从旁路电路B供给的电流抵消。这样，在功率因数校正电路9100、9200中，可以降低所述三角形状波纹作为常态模式杂讯流出到交流电源1侧。
另外，所抵消的波纹成分的频率，可以通过旁路电路B具备的各电子元件的常数适当地调整。例如，假设第一开关元件Sw1的开关频率fsw的波纹成分被抵消。在这种情况下，只需使流经第一旁路电容器Cb1的开关频率fsw的电流与流经第一电抗器Lr1的开关频率fsw的电流一致即可。具体而言，满足下式(10)即可。
在式(10)中，左边是抵消的波纹成分的频率。在本具体实例中是开关频率fsw。Cb是第一旁路电容器Cb1的电容。Lr是第一电抗器Lr1的电感。Lc是第一电感器Lc1的电感。Le是第一旁路电感器Le1的电感。另外，功率因数校正电路9100不具备第一旁路电感器Le1。因此，在构成功率因数校正电路9100的旁路电路B的情况下，设定Le为0即可。k是第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1磁耦合的耦合系数。
即，在功率因数校正电路9100、9200中，在利用满足式(10)的电子元件构成旁路电路B的情况下，可以降低开关频率fsw的杂讯，但是，不能充分地降低其它的频率的杂讯。
本发明的发明人，基于上述的见解，发明了本发明的构成。
(解决问题的方式)
本发明的一个方面涉及的电源电路具备：第一输入端子(3a)、第二输入端子(3b)；第一电抗器(Lr1)、第二电抗器(Lr2)；第一开关元件(Sw1)、第二开关元件(Sw2)；第三开关元件(S1)、第四开关元件(S2)；第一电容器(C1)、第一输出端子(5a)、第二输出端子(5b)；控制电路(9)；第一电感器(Lc1)、第二电感器(Lc2)；旁路电容器(Cb)，其中，所述第一输入端子(3a)与所述第一电抗器(Lr1)的第1端连接，所述第一电抗器(Lr1)的第2端与所述第三开关元件(S1)的第1端连接，所述第三开关元件(S1)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接；所述第一输入端子(3a)与所述第二电抗器(Lr2)的第1端连接，所述第二电抗器(Lr2)的第2端与所述第四开关元件(S2)的第1端连接，所述第四开关元件(S2)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接；所述第二输入端子(3b)与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一开关元件(Sw1)的第1端与连接所述第一电抗器(Lr1)的第2端和所述第三开关元件(S1)的第1端的路径上的第一连接点(4a)连接，所述第一开关元件(Sw1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第二开关元件(Sw2)的第1端与连接所述第二电抗器(Lr2)的第2端和所述第四开关元件(S2)的第1端的路径上的第二连接点(4c)连接，所述第二开关元件(Sw2)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电容器(C1)的第1端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第一电容器(C1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电感器(Lc1)的第1端与连接所述第一输入端子(3a)和所述第一连接点(4a)的路径连接，所述第一电感器(Lc1)的第2端与所述旁路电容器(Cb)的第1端连接；所述第二电感器(Lc2)的第1端与连接所述第一输入端子(3a)和所述第二连接点(4c)的路径连接，所述第二电感器(Lc2)的第2端与所述旁路电容器(Cb)的第1端连接；所述旁路电容器(Cb)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电抗器(Lr1)与所述第一电感器(Lc1)磁耦合，所述第二电抗器(Lr2)与所述第二电感器(Lc2)磁耦合；所述控制电路(9)，以交错方式开关控制所述第一开关元件(Sw1)和所述第二开关元件(Sw2)。
而且，在上述实施方式，所述的电源电路还可以具备第一旁路电感器(Le1)和第二旁路电感器(Le2)，其中，所述第一旁路电感器(Le1)被设置在所述第一电感器(Lc1)的第2端和所述旁路电容器(Cb)的第1端之间；所述第二旁路电感器(Le2)被设置在所述第二电感器(Lc2)的第2端和所述旁路电容器(Cb)的第1端之间。
而且，本发明的另一方面涉及的电源电路具备：第一输入端子(3a)、第二输入端子(3b)；第一电抗器(Lr1)、第二电抗器(Lr2)；第一开关元件(Sw1)、第二开关元件(Sw2)；第三开关元件(S1)、第四开关元件(S2)；第一电容器(C1)、第一输出端子(5a)、第二输出端子(5b)；控制电路(9)；第一电感器(Lc1)、第二电感器(Lc2)；第一旁路电容器(Cb1)、第二旁路电容器(Cb2)，其中，所述第一输入端子(3a)与所述第一电抗器(Lr1)的第1端连接，所述第一电抗器(Lr1)的第2端与所述第三开关元件(S1)的第1端连接，所述第三开关元件(S1)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接；所述第一输入端子(3a)与所述第二电抗器(Lr2)的第1端连接，所述第二电抗器(Lr2)的第2端与所述第四开关元件(S2)的第1端连接，所述第四开关元件(S2)的第2端与所述第一输出端子(5a)连接；所述第二输入端子(3b)与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一开关元件(Sw1)的第1端与连接所述第一电抗器(Lr1)的第2端和所述第三开关元件(S1)的第1端的路径上的第一连接点(4a)连接，所述第一开关元件(Sw1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第二开关元件(Sw2)的第1端与连接所述第二电抗器(Lr2)的第2端和所述第四开关元件(S2)的第1端的路径上的第二连接点(4c)连接，所述第二开关元件(Sw2)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电容器(C1)的第1端与所述第一输出端子(5a)连接，所述第一电容器(C1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电感器(Lc1)的第1端与连接所述第一输入端子(3a)和所述第一连接点(4a)的路径连接，所述第一电感器(Lc1)的第2端与所述第一旁路电容器(Cb1)的第1端连接，所述第一旁路电容器(Cb1)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第二电感器(Lc2)的第1端与连接所述第一输入端子(3a)和所述第二连接点(4c)的路径连接，所述第二电感器(Lc2)的第2端与所述第二旁路电容器(Cb2)的第1端连接；所述第二旁路电容器(Cb2)的第2端与所述第二输出端子(5b)连接；所述第一电抗器(Lr1)与所述第一电感器(Lc1)磁耦合，所述第二电抗器(Lr2)与所述第二电感器(Lc2)磁耦合；所述控制电路(9)，以交错方式开关控制所述第一开关元件(Sw1)和所述第二开关元件(Sw2)。
而且，在上述实施方式，所述的电源电路还具备：第一旁路电感器(Le1)和第二旁路电感器(Le2)，其中，所述第一旁路电感器(Le1)被设置在所述第一电感器(Lc1)的第2端和所述第一旁路电容器(Cb1)的第1端之间；所述第二旁路电感器(Le2)被设置在所述第二电感器(Lc2)的第2端和所述第二旁路电容器(Cb2)的第1端之间。
而且，在上述全部的实施方式，还可以是，所述第一电感器(Lc1)的第1端与所述第一输入端子(3a)连接，所述第二电感器(Lc2)的第1端与所述第一输入端子(3a)连接。
而且，还可以是，所述第一电感器(Lc1)的第1端与所述第一连接点(4a)连接，所述第二电感器(Le2)的第1端与所述第二连接点(4c)连接。
而且，在上述全部的实施方式，所述的电源电路还可以具备：第一电流传感器(91)和第二电流传感器(92)，其中，所述第一电流传感器(91)检测出从所述第一输出端子(5a)侧通过所述第一电抗器(Lr1)向所述第一输入端子(3a)流入的电流的电流值，并且，所述第二电流传感器(92)检测从所述第一输出端子(5a)侧通过所述第二电抗器(Lr2)向所述第一输入端子(3a)流入的电流的电流值；所述控制电路(9)调整所述第一开关元件(Sw1)以及所述第二开关元件(Sw2)的开关频率以及占空比，从而使由所述第一电流传感器检测出的第一电流值以及由所述第二电流传感器检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最小。
而且，在上述实施方式，还可以是，所述第一电流传感器(91)的第1端与所述第一输入端子(3a)连接，所述第一电流传感器(91)的第2端与所述第一电抗器(Lr1)的第1端连接；所述第二电流传感器(92)的第1端与所述第一输入端子(3a)连接，所述第二电流传感器(92)的第2端与所述第二电抗器(Lr2)的第1端连接；所述第一电流传感器(91)以及所述第二电流传感器(92)，分别检测从所述第一输出端子(5a)侧流入所述第一输入端子(3a)的电流的电流值。
而且，在上述实施方式，所述的电源电路还可以具备：第一旁路电感器(Le1)和第二旁路电感器(Le2)，其中，所述第一旁路电感器(Le1)被设置在连接所述第一输入端子(3a)与所述第一连接点(4a)的路径和所述第一电感器(Lc1)的第1端之间；所述第二旁路电感器(Le2)被设置在所述第二电感器(Lc2)的第2端和所述第二旁路电容器(Cb2)的第1端之间。
而且，在上述实施方式，所述的电源电路还可以具备：第一旁路电感器(Le1)和第二旁路电感器(Le2)，其中，所述第一旁路电感器(Le1)被设置在连接所述第一输入端子(3a)与所述第一连接点(4a)的路径和所述第一电感器(Lc1)的第1端之间；所述第二旁路电感器(Le2)被设置在连接所述第一输入端子(3a)与所述第一连接点(4a)的路径和所述第二电感器(Lc2)的第1端之间。
另外，以下说明的实施方式中的任何一个实施方式都是用于表示本发明的一个具体例子。在以下的实施方式所示的数值、形状、构成要素等只不过是一个例子而已，并不用于限定本发明。而且，以下的实施方式中的构成要素之中，对于表示最上位概念的独立权利要求中没有记载的构成要素，作为任意的构成要素而说明。而且，在全部的实施方式中，可以任意地组合各自的内容。
(第1实施方式)
以下，对本发明的第1实施方式进行说明。另外，对与上述构成要素相同的构成要素赋予相同的符号，并适当地省略重复的说明。图1是表示第1实施方式的功率因数校正电路1000的概略构成的电路图。
如图1所示，功率因数校正电路1000(电源电路的一个例子)具备第一输入端子3a、第二输入端子3b、第一电抗器Lr1、第二电抗器Lr2、第一开关元件Sw1、第二开关元件Sw2、第三开关元件S1、第四开关元件S2、第一电容器C1、第一输出端子5a、第二输出端子5b、控制电路9、旁路电路B。旁路电路B具备第一电感器Le1、第一旁路电感器Le1、第一旁路电容器Cb1、第二电感器Lc2、第二旁路电感器Le2、第二旁路电容器Cb2。
在功率因数校正电路1000，第一输入端子3a与第一电抗器Lr1的第1端连接。第一电抗器Lr1的第2端与第三开关元件S1的第1端连接。第三开关元件S1的第2端与第一输出端子5a连接。
第一输入端子3a与第二电抗器Lr2的第1端连接。第二电抗器Lr2的第2端与第四开关元件S2的第1端连接。第四开关元件S2的第2端与连接第三开关元件S1的第2端和第一输出端子5a的路径上的连接点4e连接。由此，第四开关元件S2的第2端与第一输出端子5a连接。
第三开关元件S1以及第四开关元件S2，例如，由二极管构成。但是，并不局限于此，第三开关元件S1以及第四开关元件S2也可以由晶体管等(例如，MOSFET或者IGBT等)等公知的开关元件构成。
而且，在功率因数校正电路1000，第二输入端子3b与第二输出端子5b连接。
第一开关元件Sw1的第1端与连接第一电抗器Lr1的第2端和第三开关元件S1的第1端的路径上的连接点4a(第一连接点的一个例子)连接。第一开关元件Sw1的第2端与连接第二输入端子3b和第二输出端子5b的路径上的连接点4b连接。由此，第一开关元件Sw1的第2端与第二输出端子5b连接。
第二开关元件Sw2的第1端与连接第二电抗器Lr2的第2端和第四开关元件S2的第1端的路径上的连接点4c(第二连接点的一个例子)连接。第二开关元件Sw2的第2端与连接第二输入端子3b和第二输出端子5b的路径上的连接点4d连接。由此，第二开关元件Sw2的第2端与第二输出端子5b连接。
第一开关元件Sw1和第二开关元件Sw2，例如，由晶体管(例如，MOSFET或者IGBT等)等公知的开关元件构成。
第一电容器C1的第1端和连接点4e连接，第一电容器C1的第2端与连接第二输入端子3b和第二输出端子5b的路径上的连接点4f连接。由此，第一电容器C1的第1端与第一输出端子5a连接，第一电容器C1的第2端与第二输出端子5b连接。
第一电感器Lc1的第1端与连接第一输入端子3a和连接点4a的路径连接。在第1实施方式，第一电感器Lc1的第1端与第一输入端子3a连接。
第一电感器Lc1的第2端与第一旁路电感器Le1的第1端连接。第一旁路电感器Le1的第2端与第一旁路电容器Cb1的第1端连接。即，第一旁路电感器Le1被设置在第一电感器Lc1的第2端和第一旁路电容器Cb1的第1端之间。由此，第一电感器Lc1的第2端和第一旁路电容器Cb1的第1端通过第一旁路电感器Le1而连接。
第二电感器Lc2的第1端与连接第一输入端子3a和连接点4c的路径连接。在第1实施方式，第二电感器Lc2的第1端与第一输入端子3a连接。
第二电感器Lc2的第2端与第二旁路电感器Le2的第1端连接。第二旁路电感器Le2的第2端与第二旁路电容器Cb2的第1端连接。即，第二旁路电感器Le2设置在第二电感器Lc2的第2端和第二旁路电容器Cb2的第1端之间。由此，第二电感器Lc2的第2端和第二旁路电容器Cb2的第1端通过第二旁路电感器Le2连接。
第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1在图1所示的●表示的方向上磁耦合。即，第一电抗器Lr1的第2端和第一电感器Lc1的第2端以相同极性的方式磁耦合。第二电抗器Lr2和第二电感器Lc2在图1所示的●表示的方向上磁耦合。即，第二电抗器Lr2的第2端和第二电感器Lc2的第2端以相同极性的方式磁耦合。
控制电路9，以交错方式开关控制第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2。由此，通过第一开关元件Sw1、第二开关元件Sw2、第三开关元件S1以及第四开关元件S2，进行交错动作。
根据第1实施方式的构成，通过控制电路9以交错方式开关控制第一开关元件Sw1和第二开关元件Sw2。为此，在伴随第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关而产生的三角形状波纹之中的开关频率fsw的奇数倍的频率成分可以被抵消。由此，可以抑制开关频率fsw的奇数倍的频率成分的常态模式杂讯经由第一输入端子3a及第二输入端子3b传播到交流电源1等。
而且，因为第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1磁耦合，所以，通过流经第一电抗器Lr1的电流，第一旁路电容器Cb1的端子间电压被起振。为此，可以从第一旁路电容器Cb1供给在流经第一电抗器Lr1的电流中所包含的规定的频率成分。例如，可以供给开关频率fsw的两倍频率的成分。由此，可以抵消流经第一电抗器Lr1和第一开关元件Sw1以及第三开关元件S1的至少其中之一的电流中包含的开关频率fsw的两倍频率的波纹成分。
而且，第二电抗器Lr2和第二电感器Lc2磁耦合。为此，与上述同样，可以抵消流经第二电抗器Lr2和第二开关元件Sw2以及第四开关元件S2的至少其中之一的电流中包含的开关频率fsw的两倍频率的波纹成分。
因此，根据第1实施方式的构成，不仅可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率，而且，还可以降低例如开关频率fsw的两倍频率的波纹成分作为常态模式杂讯经由第一输入端子3a以及第二输入端子3b而流出。为此，与以往的以交错方式进行开关控制的功率因数校正电路9000(图14)相比较，可以进一步降低常态模式杂讯。
另外，被抵消的波纹成分的频率可以根据旁路电路B具备的各电子元件的常数适当地进行调整。例如，假设想抵消开关频率fsw的两倍频率2fsw的三角形状波纹。在这种情况下，只需使流经第一旁路电容器Cb1的频率2fsw的电流成分与流经第一电抗器Lrl的频率2fsw的电流成分一致即可。而且，只需使流经第二旁路电容器Cb2的频率2fsw的电流成分与流经第二电抗器Lr2的频率2fsw的电流成分一致即可。具体而言，需要满足下式(1)。
在式(1)中，左边是被抵消的波纹成分的频率。在本具体实例中，是开关频率fsw的两倍频率2fsw。Cb是第一旁路电容器Cb1以及第二旁路电容器Cb2的电容。Lr是第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感。Lc是第一电感器Lc1以及第二电感器Lc2的电感。Le是第一旁路电感器Le1以及第二旁路电感器Le2的电感。k是第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1的磁耦合以及第二电抗器Lr2和第二电感器Lc2的磁耦合的耦合系数。
即，在利用满足式(1)的电子元件构成的旁路电路B的情况下，在功率因数校正电路1000(以后，简称为满足式(1)的功率因数校正电路1000)，可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率的波纹成分和开关频率fsw的两倍频率的波纹成分。
满足式(1)的功率因数校正电路1000的电源电流基于电路模拟的计算结果如图2所示。而且，放大表示图2所示的电源电流之中从时间5ms到5.1ms的期间为止的电源电流如图3所示。
另外，在该电路模拟中，与上述比较例的功率因数校正电路9000(图14)的电路模拟相同，假设第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感Lr为200uH，开关频率fsw为100kHz。而且，从交流电源1输入的交流电压的频率为50Hz，电压有效值为200V。而且，在第一输出端子5a和第二输出端子5b之间出现的直流电压为400V。
而且，为了满足式(1)，假设第一旁路电容器Cb1以及第二旁路电容器Cb2的电容Cb为200nF，第一电感器Lc1以及第二电感器Lc2的电感Lc为2μH，第一旁路电感器Le1以及第二旁路电感器Le2的电感Le为20μH，第一电抗器Lr1与第一电感器Lc1的磁耦合以及第二电抗器Lr2与第二电感器Lc2的磁耦合的耦合系数k为0.95。
在满足式(1)的功率因数校正电路1000，可以降低开关频率fsw的一倍、两倍以及三倍以上的奇数倍频率的波纹成分。即，与上述的比较例的功率因数校正电路9000(图14)相比，可以更有效地降低在用容量较小的X电容器难以降低的、开关频率fsw的两倍频率的波纹成分。为此，如图2所示，在功率因数校正电路1000，电源电流的波形与图15所示的功率因数校正电路9000(图14)的电源电流的波形相比较，被重叠的杂讯成分变小。而且，如图3所示，在功率因数校正电路1000，与图15所示的功率因数校正电路9000(图14)中的电源电流的波形相比较，通过降低开关频率fsw的两倍频率的波纹成分，波形的振幅变小。
而且，根据第1实施方式的构成，因为电路的对称性得以维持，所以，功率因数校正电路1000具备的各电子元件和布线可以共通化，可以削减设计工时。而且，第1实施方式的构成，相对于以往的交错方式的功率因数校正电路9000(图14)，在连接第一输入端子3a和第一输出端子5a的电源电流的供给路径上不用追加电子元件，只需追加一个由小型的电子元件构成的旁路电路B即可以实现。
而且，根据第1实施方式的构成，即使第一电抗器Lr1与第一电感器Lc1磁耦合的耦合系数接近1，第一电抗器Lr1与合成了第一电感器Lc1以及第一旁路电感器Le1的电感之间的耦合系数等效地看起来较小。为此，不用改变用于第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1的磁耦合的磁芯的形状，通过调整第一旁路电感器Le1的电感，可以容易地获得所期望的耦合系数。同样，不用改变用于第二电抗器Lr2和第二电感器Lc2的磁耦合的磁芯的形状，通过调整第二旁路电感Le2的电感，可以容易地获得所期望的耦合系数。
由此，可以避免为了获得所期望的耦合系数，而使用具有EI磁芯或EE磁芯等的分支磁路的大型磁芯。其结果，可以小型化电路。
而且，第1实施方式的构成与第一电感器Lc1的第1端与连接点4a连接且第二电感器Lc2的第1端与连接点4c连接的结构(以后，记述为第一比较构成)相比较，具有以下的优点。另外，第一比较构成相当于后述的第1实施方式的第1变形例的构成(图4)。
在第1实施方式的构成中，第一电感器Lc1的第1端与第一输入端子3a连接，而在第一比较构成中，第一电感器Lc1的第1端与比第一电抗器Lr1更位于第一输出端子5a侧的连接点4a连接。
为此，在第一比较构成中，从第一电抗器Lr1流向第一开关元件Sw1以及第三开关元件S1的电流的变化率变得比第1实施方式的构成的情况下大。而且，该变化率随着第一电感器Lc1变小而增大。因此，在第一比较构成中，如果第一电感器Lc1变得过小，存在第一开关元件Sw1的占空比可能不受控制的风险。而且，在第一比较构成中，随着第一电感器Lc1变小，与第1实施方式的构成相比较流经第一电感器Lc1的电流增大。
即，在第1实施方式的构成中，作为第一电感器Lc1，可以使用比第一比较构成小的额定电流的电感器。因此，第1实施方式的构成，从使第一电感器Lc1小型化的观点，比第一比较构成更为有利。与此相同，第1实施方式的构成，在使第二电感器Lc2小型化的观点上比第一比较构成更为有利。
(第1实施方式的第1变形例)
以下，对第1实施方式的第1变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图4是表示第1实施方式的第1变形例中的功率因数校正电路1100的概略构成的电路图。如图4所示，在功率因数校正电路1100中，与功率因数校正电路1000(图1)不同之处是第一电感器Lc1的第1端与连接点4a连接。而且，第二电感器Lc2的第1端与连接点4c连接。
本构成(第1实施方式的第1变形例的构成)与第1实施方式的构成(图1)相比，在以下方面具有其优点。
在本构成中，第一电感器Lc1的第1端与比第一电抗器Lr1位于第一输出端子5a侧的连接点4a连接。连接点4a与第一开关元件Sw1的第1端连接。对此，在第1实施方式的构成(图1)中，第一电感器Lc1的第1端没有通过第一电抗器Lr1而直接与第一输入端子3a连接。
为此，在第1实施方式的构成(图1)中，流入到第一电抗器Lr1的电流中包含因第一开关元件Sw1的开关产生的波纹成分。与此相对，在本构成中，因第一开关元件Sw1的开关所产生的波纹成分的一部分在比第一电抗器Lr1位于第一输出端子5a侧被抵消。即，在本构成中，流入第一电抗器Lr1的电流中包含的三角形状波纹与第1实施方式的构成相比被进一步地降低。
因此，在本构成中，由第一电抗器Lr1所使用的磁性体磁芯具有的滞后(hysteresis)特性引起的磁心损耗(core loss)与第1实施方式的构成相比有所缓和。与此相同，由第二电抗器Lr2所使用的磁性体磁芯具有的滞后特性引起的磁心损耗与第1实施方式的构成相比也有所缓和。在这些方面，本构成比第1实施方式的构成更为有利。
(第1实施方式的第2变形例)
以下，对第1实施方式的第2变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图5是表示第1实施方式的第2变形例的功率因数校正电路1200的概略构成的电路图。
如图5所示，功率因数校正电路1200与功率因数校正电路1000(图1)不同之处在于不具备第一旁路电感器Le1和第二旁路电感器Le2。
即使是在本构成中，与第1实施方式的构成相同，也可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率以及两倍频率的波纹成分作为常态模式杂讯经由第一输入端子3a以及第二输入端子3b而流出。
另外，即使是在第1实施方式的第1变形例的功率因数校正电路1100(图4)中，与功率因数校正电路1200相同，也可以不具备第一旁路电感器Le1和第二旁路电感器Le2。
(第1实施方式的第3变形例)
以下，对第1实施方式的第3变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图6是表示第1实施方式的第3变形例的功率因数校正电路1300的概略构成的电路图。
如图6所示，功率因数校正电路1300与功率因数校正电路1000(图1)不同之处在于还具备第一电流传感器91和第二电流传感器92。
第一电流传感器91的第1端与第一输入端子3a连接，第一电流传感器91的第2端与第一电抗器Lr1的第1端连接。由此，第一电流传感器91检测出从第一输出端子5a侧通过第一电抗器Lr1检测流入第一输入端子3a的电流的电流值，并将检测出的电流值(以后，记述为第一电流值)输出到控制电路9。
第二电流传感器92的第1端与第一输入端子3a连接，第二电流传感器92的第2端与第二电抗器Lr2的第1端连接。由此，第二电流传感器92检测出从第一输出端子5a侧通过第二电抗器Lr1流入第二输入端子3a的电流的电流值，并将检测出的电流值(以后，记述为第二电流值)输出到控制电路9。
控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，以便使由第一电流传感器检测出的第一电流值和由第二电流传感器检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最小。该开关频率fsw以及占空比的调整，可以用公知的方法适当地实现即可。
规定的频率可以用开关频率fsw和通过控制电路9以交错方式开关控制的开关元件的数量的积表示的频率来决定。例如，在本变形例中，由于第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2这两个开关元件是通过控制电路9以交错方式开关控制的，规定的频率可以决定为开关频率fsw的两倍的频率2fsw。在这种情况下，控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，以便使由第一电流传感器检测出的第一电流值以及由第二电流传感器检测出的第二电流值中包含的开关频率fsw的两倍的频率成分分别变成最小。
根据本构成，由第一电流传感器91以及第二电流传感器92分别检测出从第一输出端子5a侧流入第一输入端子3a的电流的电流值。而且，通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使该被检测出的电流值中包含的规定的频率成分分别变成最小。
为此，即使构成电路的各电子元件的常数有偏差，所构成的电路不能充分地降低经由第一输入端子3a流入交流电源1侧的杂讯电流，通过控制电路9进行上述调整，可以使所述杂讯电流变成最小。
另外，即使是在功率因数校正电路1100(图4)、功率因数校正电路1200(图5)以及第1实施方式的第2变形例中说明的在功率因数校正电路1200(图5)不具备第一旁路电感器Le1和第二旁路电感器Le2的功率因数校正电路，它们各自也可以与功率因数校正电路1300相同还具备第一电流传感器91和第二电流传感器92。而且，也可以让各功率因数校正电路的控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，以便使第一电流值以及第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最小。
而且，也可以将第一电流传感器91的第1端连接到第二输入端子3b，将第一电流传感器91的第2端连接到第一旁路电容器Cb1的第2端，将第二电流传感器92的第1端连接到第二输入端子3b，将第二电流传感器92的第2端连接到第二旁路电容器Cb2的第2端。在这种情况下，可以通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由第一电流传感器91检测出的第一电流值以及由第二电流传感器92检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最大。
而且，也可以将第一电流传感器91的第1端与连接点4b连接，将第一电流传感器91的第2端与第一开关元件SW1的第2端连接，将第二电流传感器92的第1端与连接点4d连接，将第二电流传感器92的第2端与第二开关元件Sw2的第2端连接。在这种情况下，可以通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由第一电流传感器91检测出的第一电流值和由第二电流传感器92检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分变成相等。
根据这些，第一电流传感器91以及第二电流传感器92也可以用于分别检测有可能从第二输出端子5b侧流入第二输入端子3b的电流。在这种情况下，即使构成电路的各电子元件的常数有偏差，所构成的电路不能充分地降低经由第二输入端子3b流入交流电源1侧的杂讯电流，通过控制电路9进行上述调整，可以使所述杂讯电流变成最小。
而且，在第1实施方式及其变形例的构成中，即使通过旁路电路B降低了开关频率fsw的两倍频率的波纹成分，但是还存在以下问题，即，不能充分地降低开关频率fsw的四倍以上的偶数倍的频率的波纹成分，该波纹成分被作为常态模式杂讯而传播，从而有可能引起外围电路的误动作等。在此，在第1实施方式及其变形例的构成中，也可以让控制电路9进行所谓的频率扩散控制，来降低开关频率fsw的四倍以上的偶数倍的三角形状波纹。
(第1实施方式及其变形例的改善点)
以下，对第1实施方式及其变形例的进一步的改善点进行说明。图7是第1实施方式的功率因数校正电路1000的改善点的说明图。如图7所示，例如，在第1实施方式的功率因数校正电路1000形成用粗线所示的电流路径。
为此，通过决定利用式(1)等构成旁路电路B的各电子元件的常数，其结果在由该各电子元件的常数决定的旁路电路B的谐振频率接近开关频率fsw的情况下，存在在旁路电路B内有可能流经电流值较大的谐振电流的风险。
例如，假设开关频率fsw为100kHz。而且，以满足上式(1)的方式决定构成旁路电路B的各电子元件的常数，从而通过旁路电路B降低开关频率fsw的两倍频率2fsw(＝200kHz)的杂讯。
具体而言，假设第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感Lr为200uH。而且，以满足式(1)的方式，将第一电感器Lc1以及第二电感器Lc2的电感Lc设为2uH，将第一电感器Lc1以及第二电感器Le2的电感Le设为20uH，将第一旁路电容器Cb1以及第二旁路电容器Cb2的电容Cb设为200nF。而且，假设第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1的耦合系数以及第二电抗器Lr2和第二电感器Lc2的耦合系数为0.95。
在这种情况下，如果将以满足式(1)的方式决定的电容Cb(＝200nF)、电感Lc(＝2μH)以及电感Le(＝20μH)代入表示旁路电路B的谐振频率freso的下式(2)，旁路电路B的谐振频率freso就变为76kHz。
如此，在旁路电路B的谐振频率freso(＝76kHz)为接近开关频率fsw(＝100kHz)的频率的情况下，存在在旁路电路B中流经较大的电流值(例如，10A以上)的谐振电流的风险。在这种情况下，要求构成旁路电路B的各电子元件具有较大的额定电流，需要由大型的电子元件来构成旁路电路B。即，在第1实施方式的功率因数校正电路1000还有使旁路电路B改进成小型化的余地。另外，在第1实施方式的第1至3变形例说明的各功率因数校正电路也与功率因数校正电路1000相同，由于电流在旁路电路B内有循环的风险，还有改进成小型化的余地。
在此，本发明的发明人进行了以下的探讨，即，在不改变电路构成的前提下，是否可以决定旁路电路B的各电子元件的常数，以便使旁路电路B的谐振频率freso不会变成接近开关频率fsw的频率。
具体而言，开关频率fsw可以通过变形了式(1)的下式(3)来表示。
根据式(2)以及式(3)各自的右边的分母的大小关系，下式(4)成立。
根据式(4)，可知无法以使旁路电路B的谐振频率freso变为开关频率fsw的两倍以上的方式来决定旁路电路B的各电子元件的常数。
在此，本发明的发明人进行了以下的探讨，即，与上述相反，是否可以使旁路电路B的谐振频率freso变为开关频率fsw的一半以下的方式来决定旁路电路B的各电子元件的常数。
具体而言，为了使旁路电路B的谐振频率ffeso变成开关频率fsw的一半以下，需要满足从式(2)、式(3)的两边乘以1/2倍的式子导出的下式(5)。
式(5)可以变形为下式(6)，式(6)可以变形为下式(7)。
因为耦合系数k是稍微小于1的值(例如，0.95)，所以，式(7)的左边的16k可以近似为15。如果在式(7)将16k近似于15，下式(8)成立。
如果考虑除去影响式(8)的两边的电感Lc，为了满足式(8)，需要或者增大电感Lr或者减小电感Le。然而，电感Lr是第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感，第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2被配置在连接第一输入端子3a和第一输出端子5a的电源电流的供给路径上。为此，在增大电感Lr的情况下，需要用大型化的部件来构成第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2。
在此，可以考虑通过减小电感Le使旁路电路B的谐振频率freso变成开关频率fsw的一半以下。然而，为了降低开关频率的两倍频率(＝2fsw)的三角形状波纹，需要使电感Le减小并且为了以满足式(1)的方式来决定其它的旁路电路B的各电子元件的常数，需要增大被包含在式(1)中的电容Cb。然而，电容Cb是第一旁路电容器Cb1以及第二旁路电容器Cb2的电容。为此，在使电容Cb增大的情况下，需要用大型化的部件构成第一旁路电容器Cb1以及第二旁路电容器Cb2。
即，在通过第1实施方式及其变形例中说明的各功率因数校正电路具备的旁路电路B来降低开关频率fsw的两倍频率的波纹成分的情况下，不得不使各功率因数校正电路大型化。
在此，本发明的发明人，基于上述的见解，做出了后述的第2实施方式及其变形例的构成。
(第2实施方式)
以下，对本发明的第2实施方式进行说明。另外，对与上述构成要素相同的构成要素赋予相同的符号，并适当地省略重复的说明。图8是表示第2实施方式中的功率因数校正电路2000的概略构成的电路图。
如图8所示，功率因数校正电路2000(电源电路的一个例子)与图1所示的功率因数校正电路1000相比，在旁路电路B的构成方面有所不同。功率因数校正电路2000的旁路电路B具备第一电感器Lc1、第一旁路电感器Le1、第二电感器Lc2、第二旁路电感器Le2、旁路电容器Cb3。
在功率因数校正电路2000中，第一电感器Lc1的第2端与第一旁路电感器Le1的第1端连接。第一旁路电感器Le1的第2端与旁路电容器Cb3的第1端连接。即，第一旁路电感器Le1被设置在第一电感器Lc1的第2端和旁路电容器Cb3的第1端之间。由此，第一电感器Lc1的第2端和旁路电容器Cb3的第1端通过第一旁路电感器Le1连接。
第二电感器Lc2的第2端与第二旁路电感器Le2的第1端连接。第二旁路电感器Le2的第2端与旁路电容器Cb3的第1端连接。即，第二旁路电感器Le2被设置在第二电感器Lc2的第2端和旁路电容器Cb3的第1端之间。由此，第二电感器Lc2的第2端和旁路电容器Cb3的第1端通过第二旁路电感器Le2连接。
第2实施方式的构成也可以获得与第1实施方式的构成相同的效果。
在第2实施方式的构成中，抵消的波纹成分的频率可以通过旁路电路B具备的各电子元件的常数适当地进行调整。例如，假设抵消开关频率fsw的两倍频率2fsw的波纹成分。在这种情况下，流经旁路电容器Cb3的频率2fsw的电流只需与流经第一电抗器Lr1的频率2fsw的电流成分和流经第二电抗器Lr2的频率2fsw的电流成分的合计一致即可。具体而言，满足下式(9)即可。
在式(9)中，左边是抵消的波纹成分的频率。在本具体实例是开关频率fsw的两倍频率2fsw。Cb是旁路电容器Cb3的电容。Lr是第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感。Lc是第一电感器Lc1以及第二电感器Lc2的电感。Le是第一旁路电感器Le1以及第二旁路电感器Le2的电感。k是第一电抗器Lr1和第一电感器Lc1的磁耦合以及第二电抗器Lr2和第二电感器Lc2磁耦合的耦合系数。
即，在利用满足式(9)的电子元件构成的旁路电路B的情况下，在功率因数校正电路2000(以后，简称为满足式(9)的功率因数校正电路2000)，可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率的波纹成分和开关频率fsw的两倍频率的波纹成分。
满足式(9)的功率因数校正电路2000的电源电流基于电路模拟的计算结果如图9所示。而且，放大表示图9所示的电源电流之中从时间5ms到5.1ms的期间的电源电流如图10所示。
另外，在该电路模拟中，与上述比较例的功率因数校正电路9000(图14)的电路模拟相同，将第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电感Lr设为200uH，将开关频率fsw设为100kHz。而且，从交流电源1输入的交流电压其频率为50Hz、电压有效值为200V。而且，在第一输出端子5a和第二输出端子5b之间出现的直流电压为400V。
而且，为了满足式(9)，假设旁路电容器Cb3的电容Cb为400nF，第一电感器Lc1以及第二电感器Lc2的电感Lc为2μH，第一旁路电感器Le1以及第二旁路电感器Le2的电感Le为20μH。第一电抗器Lr1与第一电感器Lc1的磁耦合以及第二电抗器Lr2与第二电感器Lc2磁耦合的耦合系数k为0.95。
在满足式(9)的功率因数校正电路2000中，可以降低开关频率fsw的一倍、两倍以及三倍以上的奇数倍的频率的波纹成分。即，可以比上述的比较例的功率因数校正电路9000(图14)更有效地降低用容量较小的X电容器难以降低的开关频率fsw的两倍频率的波纹成分。为此，如图9所示，在功率因数校正电路2000，电源电流的波形与图15所示的功率因数校正电路9000(图14)的电源电流的波形相比较，被重叠的杂讯成分变小。而且，如图10所示，在功率因数校正电路2000，与图15所示的功率因数校正电路9000(图14)的电源电流的波形相比，通过降低开关频率fsw的两倍频率的波纹成分，波形的振幅变小。
而且，在第2实施方式的构成中，第一输入端子3a与第一电感器Lc1的第1端以及第二电感器Lc2的第1端连接，旁路电容器Cb3的第1端与第一电感器Lc1以及第二电感器Lc2的第2端连接，旁路电容器Cb3的第2端与第二输出端子5b连接。
由此，不会形成从第一输入端子3a通过第一电感器Lc1、旁路电容器Cb3以及第二电感器Lc2再返回到第一输入端子3a的电流路径。由此，可以避免在所述电流路径所包含的第一电感器Lc1、旁路电容器Cb3以及第二电感器Lc2流经电流值较大的谐振电流。其结果，可以用额定电流较小的小型部件构成第一电感器Lc1、旁路电容器Cb3以及第二电感器Lc2，可以使电源电路小型化。
而且，第2实施方式的构成与第1实施方式及其变形例的构成相比，旁路电路B具备的旁路电容器Cb3的数量少一个。由此，与第1实施方式及其变形例的构成相比，可以小型且低成本地构成旁路电路B。
(第2实施方式的第1变形例)
以下，对第2实施方式的第1变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图11是表示第1实施方式的第1变形例的功率因数校正电路2100的概略构成的电路图。如图11所示，功率因数校正电路2100，与功率因数校正电路2000(图8)不同，但与第1实施方式的第1变形例的功率因数校正电路1100(图4)相同，第一电感器Lc1的第1端和连接点4a连接。而且，第二电感器Lc2的第1端和连接点4c连接。
根据本构成，可以得到与第1实施方式的第1变形例的构成相同的效果。
(第2实施方式的第2变形例)
以下，对第2实施方式的第2变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图12是表示第2实施方式的第2变形例的功率因数校正电路2200的概略构成的电路图。
如图12所示，功率因数校正电路2200，与功率因数校正电路2000(图8)不同，但与第1实施方式的第2变形例的功率因数校正电路1200(图5)相同，不具备第一旁路电感器Le1和第二旁路电感器Le2。
即使是在本构成，与第2实施方式的构成相同，可以降低开关频率fsw的奇数倍的频率以及规定的频率的波纹成分作为常态模式杂讯经由第一输入端子3a以及第二输入端子3b流出。
另外，第2实施方式的第1变形例的功率因数校正电路2100(图11)也可以与功率因数校正电路2200相同，不具备第一旁路电感器Le1和第二旁路电感器Le2。
(第2实施方式的第3变形例)
以下，对第2实施方式的第3变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图13是表示第2实施方式的第3变形例的功率因数校正电路2300的概略构成的电路图。
如图13所示，功率因数校正电路2300，与功率因数校正电路2000(图8)不同，但与第1实施方式的第3变形例的功率因数校正电路1300(图6)相同，还具备第一电流传感器91和第二电流传感器92，控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由第一电流传感器检测出的第一电流值以及由第二电流传感器检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最小。
根据本构成，可以得到与第1实施方式的第3变形例的构成相同的效果。
另外，在功率因数校正电路2100(图11)、功率因数校正电路2200(图12)以及第2实施方式的第2变形例中说明的让功率因数校正电路2200(图12)不具备第一旁路电感器Le1和第二旁路电感器Le2的功率因数校正电路，也可以分别与功率因数校正电路2300相同，各自还具备第一电流传感器91和第二电流传感器92。而且，各功率因数校正电路的控制电路9也可以调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使第一电流值以及第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最小。
而且，第一电流传感器91的第1端也可以与第一旁路电感器Le1的第2端连接，第一电流传感器91的第2端也可以与旁路电容器Cb3的第1端连接，第二电流传感器92的第1端也可以与第二旁路电容器Le2的第2端连接，第二电流传感器92的第2端也可以与旁路电容器Cb3的第1端连接。另外，在不具备第一旁路电感器Le1以及第二旁路电感器Le2的构成的情况下，也可以将第一电流传感器91的第1端与第一电感器Lc1的第2端连接，将第二电流传感器92的第1端与第二电感器Lc2的第2端连接。
在这种情况下，只需通过控制电路9调整第～开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由第一电流传感器91检测出的第一电流值以及由第二电流传感器92检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最大。
或者，也可以使第一电流传感器91的第1端与连接点4b连接，第一电流传感器91的第2端与第一开关元件Sw1的第2端连接，第二电流传感器92的第1端与连接点4d连接，第二电流传感器92的第2端与第二开关元件Sw2的第2端连接。在这种情况下，只需通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由第一电流传感器91检测出的第一电流值和由第二电流传感器92检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分变成相等。
根据这些，第一电流传感器91以及第二电流传感器92也可以分别检测有可能从第二输出端子5b侧流入第二输入端子3b的电流。在这种情况下，即使构成电路的各电子元件的常数有偏差，是不能充分地降低经由第二输入端子3b流入交流电源1侧的杂讯电流的电路，通过控制电路9的上述调整，也可以使所述杂讯电流变成最小。
(第2实施方式的第4变形例)
以下，对第2实施方式的第4变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图19是表示第2实施方式的第4变形例的功率因数校正电路2400的概略构成的电路图。
如图19所示，功率因数校正电路2400，与功率因数校正电路2000(图8)不同，第一旁路电感器Le1被设置在连接第一输入端子3a和第1连接点4a的路径和第一电感器Lc1的第1端之间。
具体而言，第一旁路电感器Le1被设置在第一电抗器Lr1的第1端与第一电感器Lc1的第1端之间，第一电感器Lc1的第2端与旁路电容器Cb3的第1端连接。
功率因数校正电路2400的构成也可以发挥与第2实施方式的构成相同的效果。
另外，也可以与功率因数校正电路2400相同，将功率因数校正电路2100(图11)变形为让第一旁路电感器Le1设置在连接第一输入端子3a和第一连接点4a的路径和第一电感器Lc1的第1端之间。
(第2实施方式的第5变形例)
以下，对第2实施方式的第5变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图20是表示第2实施方式的第5变形例的功率因数校正电路2500的概略构成的电路图。
如图20所示，功率因数校正电路2500，与功率因数校正电路2000(图8)以及功率因数校正电路2400(图19)不同，第一旁路电感器Le1被设置在连接第一输入端子3a与第1连接点4a的路径和第一电感器Lc1的第1端之间，第二旁路电感器Le2被设置在连接第一输入端子3a与第一连接点4a的路径和第二电感器Lc2的第1端之间。
具体而言，第一旁路电感器Le1被设置在第一电抗器Lr1的第1端与第一电感器Lc1的第1端之间，第一电感器Lc1的第2端与旁路电容器Cb3的第1端连接。同样，第二旁路电感器Le2被设置在第二电抗器Lr2的第1端与第二电感器Lc2的第1端之间，第二电感器Lc2的第2端与旁路电容器Cb3的第1端连接。
功率因数校正电路2500的构成也可以发挥与第2实施方式的构成相同的效果。
另外，与功率因数校正电路2500相同，也可以将功率因数校正电路2100(图11)变形为让第一旁路电感器Le1设置在连接第一输入端子3a与第一连接点4a的路径和第一电感器Lc1的第1端之间，让第二旁路电感器Le2设置在连接第一输入端子3a与第一连接点4a的路径和第二电感器Lc2的第1端之间。
(第2实施方式的第6变形例)
以下，对第2实施方式的第6变形例进行说明。在此，适当地省略上述重复的说明。图21是表示第2实施方式的第6变形例的功率因数校正电路2600的概略构成的电路图。
如图21所示，功率因数校正电路2600，与第2实施方式的功率因数校正电路2000(图8)以及第2实施方式的第1变形例的功率因数校正电路2100(图11)不同，第一电感器Lc1的第1端和第一输入端子3a连接，第二电感器Lc2的第1端和连接点4c连接。
功率因数校正电路2600的构成也可以发挥与第2实施方式的构成相同的效果。
另外，与功率因数校正电路2400(图19)相同，也可以将功率因数校正电路2600变形为让第一旁路电感器Le1设置在连接第一输入端子3a与第一连接点4a的路径和第一电感器Lc1的第1端之间。
或者，与功率因数校正电路2500(图20)相同，也可以将功率因数校正电路2600变形为让第一旁路电感器Le1设置在连接第一输入端子3a与第一连接点4a的路径和第一电感器Lc1的第1端之间，让第二旁路电感器Le2设置在连接第一输入端子3a与第一连接点4a的路径和第二电感器Lc2的第1端之间。
此外，在功率因数校正电路2400(图19)、功率因数校正电路2500(图20)以及功率因数校正电路2600(图21)、上述的这些功率因数校正电路的变形构成中，也可以分别与功率因数校正电路2300(图13)相同，各自还具备第一电流传感器91和第二电流传感器92。而且，也可以让各功率因数校正电路的控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使第一电流值以及第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最小。
而且，也可以使第一电流传感器91的第1端与第一旁路电感器Le1的第2端连接，第一电流传感器91的第2端与旁路电容器Cb3的第1端连接，第二电流传感器92的第1端与第二旁路电感器Le2的第2端连接，第二电流传感器92的第2端与旁路电容器Cb3的第1端连接。另外，在不具备第一旁路电感器Le1以及第二旁路电感器Le2的构成的情况下，也可以是第一电流传感器91的第1端与第一电感器Lc1的第2端连接，第二电流传感器92的第1端与第二电感器Lc1的第2端连接的构成。
在这种情况下，可以通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw以及占空比，从而使由第一电流传感器91检测出的第一电流值以及由第二电流传感器92检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最大。
或者，也可以使第一电流传感器91的第1端与连接点4b连接，第一电流传感器91的第2端与第一开关元件Sw1的第2端连接，第二电流传感器92的第1端与连接点4d连接，第二电流传感器92的第2端与第二开关元件Sw2的第2端连接。在这种情况下，可以通过控制电路9调整第一开关元件Sw1以及第二开关元件Sw2的开关频率fsw及占空比，从而使由第一电流传感器91检测出的第一电流值与由第二电流传感器92检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分变成相等。
而且，在第2实施方式及其变形例的构成中，即使通过旁路电路B降低开关频率fsw的两倍频率的波纹成分，也不能充分地降低开关频率fsw的四倍以上的偶数倍的频率的波纹成分作为常态模式杂讯而传播，存在有可能引起外围电路的误动作等问题的担忧。在此，在第2实施方式及其变形例的构成中，也可以通过让控制电路9进行所谓的频率扩散控制，来降低开关频率fsw的四倍以上的偶数倍的三角形状波纹。
而且，在上述构成中，整流部10由具备四个二极管的二极管桥构成，但是，并不局限于此，也可以采用无桥方式或者图腾柱(totem pole)方式等的构成。而且，在上述构成中，代替交流电源1以及整流部10，也可以将直流电源与第一输入端子3a和第二输入端子3b连接构成斩波电路(chopper circuit)。
另外，在上述的实施方式中，“两个元件之间的连接”(例如，某一个元件与另一个元件连接)意味着不仅是直接地连接，也可以是电连接以及在两个元件之间存在其它的元件(例如，不损害本实施方式的功能的布线、电阻元件等)的连接。

Claims (10)

1.一种电源电路，其特征在于具备：
第一输入端子和第二输入端子；第一电抗器和第二电抗器；第一开关元件和第二开关元件；第三开关元件和第四开关元件；第一电容器和第一输出端子以及第二输出端子；控制电路；第一电感器和第二电感器；以及，旁路电容器，其中，
所述第一输入端子与所述第一电抗器的第1端连接，所述第一电抗器的第2端与所述第三开关元件的第1端连接，所述第三开关元件的第2端与所述第一输出端子连接；
所述第一输入端子与所述第二电抗器的第1端连接，所述第二电抗器的第2端与所述第四开关元件的第1端连接，所述第四开关元件的第2端与所述第一输出端子连接；
所述第二输入端子与所述第二输出端子连接；
所述第一开关元件的第1端与连接所述第一电抗器的第2端和所述第三开关元件的第1端的路径上的第一连接点连接，所述第一开关元件的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第二开关元件的第1端与连接所述第二电抗器的第2端和所述第四开关元件的第1端的路径上的第二连接点连接，所述第二开关元件的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第一电容器的第1端与所述第一输出端子连接，所述第一电容器的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第一电感器的第1端与连接所述第一输入端子和所述第一连接点的路径连接，所述第一电感器的第2端与所述旁路电容器的第1端连接；
所述第二电感器的第1端与连接所述第一输入端子和所述第二连接点的路径连接，所述第二电感器的第2端与所述旁路电容器的第1端连接；
所述旁路电容器的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第一电抗器与所述第一电感器磁耦合，所述第二电抗器与所述第二电感器磁耦合；
所述控制电路，以交错方式开关控制所述第一开关元件和所述第二开关元件。
2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于还具备：
第一旁路电感器和第二旁路电感器，其中，
所述第一旁路电感器被设置在所述第一电感器的第2端和所述旁路电容器的第1端之间；
所述第二旁路电感器被设置在所述第二电感器的第2端和所述旁路电容器的第1端之间。
3.一种电源电路，其特征在于具备：
第一输入端子和第二输入端子；第一电抗器和第二电抗器；第一开关元件和第二开关元件；第三开关元件和第四开关元件；第一电容器和第一输出端子以及第二输出端子；控制电路；第一电感器和第二电感器；以及，第一旁路电容器和第二旁路电容器，其中，
所述第一输入端子与所述第一电抗器的第1端连接，所述第一电抗器的第2端与所述第三开关元件的第1端连接，所述第三开关元件的第2端与所述第一输出端子连接；
所述第一输入端子与所述第二电抗器的第1端连接，所述第二电抗器的第2端与所述第四开关元件的第1端连接，所述第四开关元件的第2端与所述第一输出端子连接；
所述第二输入端子与所述第二输出端子连接；
所述第一开关元件的第1端与连接所述第一电抗器的第2端和所述第三开关元件的第1端的路径上的第一连接点连接，所述第一开关元件的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第二开关元件的第1端与连接所述第2电抗器的第2端和所述第四开关元件的第1端的路径上的第二连接点连接，所述第二开关元件的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第一电容器的第1端与所述第一输出端子连接，所述第一电容器的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第一电感器的第1端与连接所述第一输入端子和所述第一连接点的路径连接，所述第一电感器的第2端与所述第一旁路电容器的第1端连接，所述第一旁路电容器的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第二电感器的第1端与连接所述第一输入端子和所述第二连接点的路径连接，所述第二电感器的第2端与所述第二旁路电容器的第1端连接，所述第二旁路电容器的第2端与所述第二输出端子连接；
所述第一电抗器和所述第一电感器磁耦合，所述第二电抗器和所述第二电感器磁耦合；
所述控制电路，以交错方式开关控制所述第一开关元件和所述第二开关元件。
4.根据权利要求3所述的电源电路，其特征在于还具备：
第一旁路电感器和第二旁路电感器，其中，
所述第一旁路电感器被设置在所述第一电感器的第2端和所述第一旁路电容器的第1端之间；
所述第二旁路电感器被设置在所述第二电感器的第2端与所述第二旁路电容器的第1端之间。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电源电路，其特征在于，
所述第一电感器的第1端与所述第一输入端子连接，
所述第二电感器的第1端与所述第一输入端子连接。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的电源电路，其特征在于，
所述第一电感器的第1端与所述第一连接点连接，
所述第二电感器的第1端与所述第二连接点连接。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电源电路，其特征在于还具备：
第一电流传感器和第二电流传感器，其中，
所述第一电流传感器检测从所述第一输出端子侧通过所述第一电抗器向所述第一输入端子流入的电流的电流值，并且，所述第二电流传感器检测从所述第一输出端子侧通过所述第二电抗器向所述第一输入端子流入的电流的电流值；
所述控制电路调整所述第一开关元件以及所述第二开关元件的开关频率以及占空比，从而使由所述第一电流传感器检测出的第一电流值以及由所述第二电流传感器检测出的第二电流值中包含的规定的频率成分分别变成最小。
8.根据权利要求7所述的电源电路，其特征在于，
所述第一电流传感器的第1端与所述第一输入端子连接，所述第一电流传感器的第2端与所述第一电抗器的第1端连接；
所述第二电流传感器的第1端与所述第一输入端子连接，所述第二电流传感器的第2端与所述第二电抗器的第1端连接；
所述第一电流传感器以及所述第二电流传感器，分别检测从所述第一输出端子侧流入所述第一输入端子的电流的电流值。
9.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于还具备：
第一旁路电感器和第二旁路电感器，其中，
所述第一旁路电感器被设置在连接所述第一输入端子与所述第一连接点的路径和所述第一电感器的第1端之间；
所述第二旁路电感器被设置在所述第二电感器的第2端和所述第二旁路电容器的第1端之间。
10.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于还具备：
第一旁路电感器和第二旁路电感器，其中，
所述第一旁路电感器被设置在连接所述第一输入端子与所述第一连接点的路径和所述第一电感器的第1端之间；
所述第二旁路电感器被设置在连接所述第一输入端子与所述第一连接点的路径和所述第二电感器的第1端之间。
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