CN110572902A - 准谐振调光控制系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及准谐振调光控制系统和方法。公开了一种准谐振调光控制系统，包括：准谐振开关变换单元，包括MOS管和电感，用于利用由MOS管的寄生电容和电感形成的LC谐振腔来进行准谐振调光控制；退磁反馈单元，用于提供表征MOS管的漏极电压的退磁反馈信号；开关控制单元，用于基于退磁反馈信号确定谷底检测信号的数量，并且当谷底检测信号的数量等于当前锁定的谷底数量时控制MOS管的导通。

Description

准谐振调光控制系统和方法
技术领域
本申请涉及开关电源领域，更具体地涉及一种准谐振调光控制系统和方法。
背景技术
随着开关电源技术的发展，准谐振(QR)调光控制技术被广泛利用。准谐振控制利用了寄生器件，其核心就是一个由金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)寄生电容Cds和电感L1组成的LC谐振腔。每次 MOSFET关断后，控制芯片通过ZVS(零电压开关)引脚检测MOSFET 的漏极端的电压，当主电感L1消磁结束时，ZVS引脚下降到低电平。主电感L1消磁结束后和电容Cds进入自由谐振状态时，系统会在MOSFET 漏极谐振电压波形的谷底中打开新的开关周期，这样系统的开关损耗和 EMI可以大大降低。由主电感L1和寄生电容Cds构成的谐振周期相对于开关周期而言较小，所以系统近似于工作在临界导通模式，利用此可以简化很多计算。
发明内容
根据本公开的实施例，提供了一种准谐振调光控制系统，包括：准谐振开关变换单元，包括MOS管和电感，用于利用由所述MOS管的寄生电容和所述电感形成的LC谐振腔来对负载进行准谐振调光控制；退磁反馈单元，用于提供表征所述MOS管的漏极电压的退磁反馈信号；开关控制单元，用于基于所述退磁反馈信号确定谷底检测信号的数量，并且当所述谷底检测信号的数量等于当前锁定的谷底数量时控制所述MOS管的导通。
在一个实施例中，开关控制单元包括：退磁感测模块，用于接收所述退磁反馈信号，并响应于所述退磁反馈信号降为零而生成所述谷底检测信号；谷底锁定控制模块，用于确定从退磁感测模块接收的所述谷底检测信号的数量和所述当前锁定的谷底数量，并且在所述谷底检测信号的数量等于所述当前锁定的谷底数量时生成用于控制所述MOS管的导通的退磁信号；峰值采样模块，用于对表征所述准谐振开关变换单元的负载电流的输出反馈信号进行采样以生成输出采样信号；模拟调光控制模块，用于输出用于模拟调光的模拟调光控制信号；误差放大器模块，用于通过将所述输出采样信号作为反相输入并将所述模拟调光控制信号作为正相输入，生成误差放大信号；输出反馈放大器模块，用于对所述输出反馈信号进行放大以生成经放大的输出反馈信号；PWM比较器模块，用于将所述经放大的输出反馈信号作为同相输入并将经补偿的误差放大信号作为反相输入，来生成用于控制所述MOS管的关断的输出信号；开关锁存器模块，用于基于所述PWM比较器模块的输出信号和所述谷底锁定控制模块生成的退磁信号生成驱动控制信号；驱动模块，用于基于所述驱动控制信号生成用于控制所述MOS管的导通与关断的Gate信号。
在一个实施例中，模拟调光包括高频PWM转模拟调光。
在一个实施例中，模拟调光包括直流DC模拟调光。
在一个实施例中，谷底锁定控制模块还用于：根据所述经补偿的误差放大信号确定上钳频和下钳频；基于系统的工作频率和所述上钳频和所述下钳频来确定所述当前锁定的谷底数量。
在一个实施例中，谷底锁定控制模块还用于：通过当所述检测到的工作频率高于所述上钳频时将所需谷底数量加1并且当将检测到的工作频率低于所述下钳频时将所需谷底数量减1，来确定所述当前锁定的谷底数量。
在一个实施例中，开关控制单元还包括：PWM调光控制模块，被配置为基于低频PWM调光控制信号控制对所述误差放大器模块输出的所述误差放大信号的补偿。
在一个实施例中，当所述低频PWM调光控制信号为占空比信号时，所述谷底锁定控制模块还用于：基于所述模拟调光控制信号确定所述当前锁定的谷底数量。
在一个实施例中，当低频PWM调光控制信号为低电平时，所述开关控制单元被配置为强制关断所述MOS管。
在一个实施例中，准谐振开关变换单元是准谐振Buck架构变换器。
在一个实施例中，准谐振开关变换单元是准谐振Boost架构变换器。
在一个实施例中，准谐振开关变换单元是准谐振Fly-Back架构变换器。
在一个实施例中，输出反馈信号是与所述MOS管的源极端串联的电阻的电压。
在一个实施例中，经补偿的误差放大信号是通过在所述误差放大器模块的输出端外接补偿电容获得的。
在一个实施例中，开关控制单元被集成在芯片上。
根据本公开的实施例，提供了一种准谐振调光控制方法，包括：接收表征准谐振开关变换单元的MOS管的漏极电压的退磁反馈信号；基于所述退磁反馈信号确定谷底检测信号的数量；确定当前锁定的谷底数量；当所述谷底检测信号的数量等于所述当前锁定的谷底数量时导通所述MOS 管。
在一个实施例中，基于所述退磁反馈信号确定所述谷底检测信号的数量包括：响应于所述退磁反馈信号降为零而生成所述谷底检测信号。
在一个实施例中，当进行模拟调光时，确定所述当前锁定的谷底数量包括:确定所述准谐振开关变换单元的工作频率；基于所确定的工作频率和预置的上钳频和下钳频确定当前锁定的谷底数量。
在一个实施例中，基于所确定的工作频率和预置的上钳频和下钳频确定当前锁定的谷底数量包括：通过当所确定的工作频率高于所述上钳频时将所需谷底数量加1并且当所确定的工作频率低于所述下钳频时将所需谷底数量减1，来确定所述当前锁定的谷底数量。
在一个实施例中，当进行包括模拟调光和PWM调光的组合调光时，确定所述当前锁定的谷底数量包括：当检测到所述PWM调光的调光信号为占空比信号时，基于所述模拟调光的调光亮度来确定所述当前锁定的谷底数量。
在一个实施例中，模拟调光包括高频PWM转模拟调光或DC模拟调光。
在一个实施例中，当进行包括所述模拟调光和所述PWM调光的组合调光时，所述方法还包括：当检测到所述PWM调光的调光信号为低电平时，强制关断所述MOS管。
在一个实施例中，准谐振开关变换单元是准谐振Buck架构变换器。
在一个实施例中，准谐振开关变换单元是准谐振Boost架构变换器。
在一个实施例中，准谐振开关变换单元是准谐振Fly-Back架构变换器。
根据本申请提供的上述实施例，在调光的准谐振系统中加入谷底锁定的技术，可以解决频率来回波动的问题，从而保证调光时LED电流稳定，防止闪灯现象的出现，提高效率。
附图说明
从下面结合附图对本申请的具体实施方式的描述中可以更好地理解本申请，其中：
图1示出了典型的BUCK架构准谐振调光控制系统的示意图。
图2示出了图1所示的典型的BUCK架构准谐振调光控制系统的开关控制单元的时序图。
图3示出了根据本公开实施例的利用谷底锁定的BUCK架构准谐振模拟调光控制系统的示意图。
图4示出了根据本公开实施例的用于图3所示的谷底锁定控制模块的操作流程图。
图5示出了上钳频与下钳频与误差放大器的补偿输出电压Vcomp关系的示意图。
图6示出了根据本公开实施例的在模拟调光的情况下谷底锁定控制模块确定当前锁定的谷底数量的流程图。
图7示出了根据本公开实施例的准谐振系统在模拟调光时工作的时序图。
图8示出了根据本公开实施例的具有模拟调光和PWM调光的Buck架构准谐振组合调光控制系统的示意图。
图9示出了根据本公开实施例的具有模拟调光和PWM调光的准谐振系统的时序图。
图10示出了根据本发明实施例的具有模拟调光和PWM调光的Fly- Back架构准谐振组合调光控制系统的示例。
图11示出了示出了根据本发明实施例的具有模拟调光和PWM调光的 Boost架构准谐振组合调光控制系统的示例。
图12示出了根据本公开实施例的谷底锁定方案的实现示意图。
图13示出了图12所示的谷底锁定模块的实现框图。
图14示出了根据本公开实施例的一种准谐振调光控制方法的框图。
具体实施方式
下面将详细描述本申请的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本申请的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本申请可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本申请的示例来提供对本申请的更好的理解。本申请决不限于下面所提出的任何具体配置，而是在不脱离本申请的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本申请造成不必要的模糊。
图1示出了典型的BUCK架构准谐振调光控制系统的示意图。如图1 所示，该系统包括：BUCK架构准谐振开关变换单元102、退磁反馈单元 104、以及开关控制单元106。BUCK架构准谐振开关变换电路102可以包括主电感L1、输出电容C1、续流二极管D1、MOS管M1，并且被配置为通过控制MOS管M1的导通与关断向负载提供期望的电压或电流输出，例如，以便控制对LED负载的调光。退磁反馈电路104可以包括电容C2 以及分压电阻R1和R2。退磁反馈电路104通过电容C2两端的电压不能突变的特性得到MOS管M1漏极(Drain)端的电压，利用电阻R1和R2 进行分压产生较低的退磁反馈电压ZVS后由开关控制单元106进行检测。
开关控制单元106可以包括退磁感测模块1061、峰值采样模块 1062、误差放大器(EA)1063、PWM比较器1064、开关锁存器1065、 Gate驱动器1066、以及输出反馈(CS)放大器1067。
退磁感测模块1061的输入端接收退磁反馈信号ZVS，其输出端连接到开关锁存器1065。在一个实施例中，开关锁存器1065是SR触发器，退磁感测模块1061的输出端连接到SR触发器的S端。峰值采样模块1062 的输入端接收输出反馈信号VCS，其输出端连接到EA1063的反相输入端，其中峰值采样模块1062到EA 1063的反相输入端的连接基于退磁感测模块1061输出的退磁信号以及Gate驱动器1066输出的Gate信号。EA 1063的正相输入端接基准参考信号Vref，并且EA 1063的输出端接PWM 比较器1064的反相输入端，其中，EA 1063的输出端还外接电容来对输出信号进行补偿。PWM比较器1064的正相输入端接CS放大器1067，其中 CS放大器1067的输入端接收输出反馈信号VCS。PWM比较器1064的输出端接开关锁存器1065。例如，PWM比较器1064的输出端连接到例如 SR触发器的R端。开关锁存器1065的输出端(例如，SR触发器的Q 端)接Gate驱动器1066的输入端，Gate驱动器1066输出GateOn或Off 的驱动信号以控制MOS管M1的导通的与关断。
具体地，流经负载(例如，LED)的电流在MOS管M1导通时通过与MOS管M1的源极端串联的电阻R3产生输出反馈电压VCS，该输出反馈电压Vcs被输入到峰值采样模块1062以得到与流经负载的输出电流相关的输出采样信号，该输出采样信号被输入到误差放大器1063并与误差放大器1063另一输入端的固定基准参考电压Vref进行运算后产生输出信号Vcomp，该输出信号Vcomp通过外接电容被补偿并通过PWM比较器 1064与输出反馈放大器1067的输出进行比较，其中，输出反馈(CS)放大器1067被配置为对输出反馈电压Vcs进行放大。PWM比较器1064的输出信号被输入到开关锁存器1065以控制MOS管M1的关断。当MOS 管M1关断时，开关控制单元106的退磁感测模块1061基于退磁反馈信号ZVS产生退磁信号，该退磁信号被输入至开关锁存器1065以控制MOS管 M1的导通。该系统通过控制MOS管M1的导通与关断来控制输出的峰值电流，从而实现对输出电流的调节。
如图1所示，开关控制单元106可以被集成在控制芯片上。该控制芯片可以包括ZVS引脚，用于检测表征MOS管Drain端的电压的退磁反馈信号；VCS引脚，用于检测反馈流经负载的输出电流的输出反馈信号； Gate引脚，用于输出Gate驱动器输出的驱动信号；以及COMP引脚，用于连接外部电容以向EA 1063的输出提供补偿。
图2示出了图1所示的典型的BUCK架构准谐振调光控制系统的开关控制单元的时序图。如图2所示，在Gate Off的阶段，随着MOS管M1的漏极电压Vds的下降，ZVS信号也跟随下降，当ZVS信号降到零时，产生退磁(dem)信号，退磁信号控制Gate的打开，Gate打开后输出反馈电压VCS电压上升，当升高到闭环控制的CS峰值后Gate信号再次关闭。
在调光的应用中随着负载的降低，芯片的工作频率逐渐增高，导致系统的工作效率降低。有些系统中会在降低负载的同时加入降频曲线，随着负载的降低，降低上钳频的工作频率，但此时Gate不是在谷底打开，同时可能存在频率的剧烈变化，导致调光的过程中出现LED灯的闪烁。
鉴于上述问题，本申请提供了一种利用谷底锁定的准谐振调光控制系统和方法。在调光的准谐振系统中加入谷底锁定的技术，可以解决频率来回波动的问题，从而保证调光时LED电流稳定，防止闪灯现象的出现，提高效率。
图3示出了根据本公开实施例的利用谷底锁定的BUCK架构准谐振模拟调光控制系统的示意图。如图3所示，该系统包括：BUCK架构准谐振开关变换单元302、退磁反馈单元304、以及开关控制单元306。BUCK架构准谐振开关变换电路302以及退磁反馈电路304可以与图1所示的 BUCK架构准谐振开关变换电路102以及退磁反馈电路104具有类似的结构和功能，在此不再赘述。
在一个实施例中，开关控制单元306可以包括退磁感测模块3061、谷底锁定控制模块3062、峰值采样模块3063、误差放大器(EA)3064、PWM比较器3065、开关锁存器3066、Gate驱动器3067以及输出反馈 (CS)放大器3069。在一个实施例中，开关控制单元还可以包括高频 PWM调光控制模块3068。
退磁感测模块3061可以接收退磁反馈信号ZVS，并且可以被配置为响应于接收到的退磁反馈信号ZVS降为零而生成谷底检测信号，并将所生成的谷底检测信号提供给谷底锁定控制模块3062。谷底锁定控制模块 3062还接收EA 3064的输出以获得EA 3064的经补偿的输出信号 Vcomp，并且被配置为基于从退磁感测模块3061接收到的谷底检测信号和从EA 3064接收到的经补偿的输出信号Vcomp生成控制MOS管M1的导通的退磁信号。
峰值采样模块3063可以接收输出反馈信号VCS，并且被配置为基于接收到的输出反馈信号VCS生成输出采样信号，并将生成的输出采样信号提供到EA 3064的反相输入端，其中峰值采样模块3063的输出端到EA 3064的反相输入端的连接基于谷底锁定控制模块3062输出的退磁信号和/ 或Gate驱动器3067输出的Gate信号。
EA 3064的正相输入端接收用于模拟调光的模拟调光控制信号 DIM_ref。在一个实施例中，模拟调光可以包括高频PWM转模拟调光或直流DC模拟调光。在高频PWM调光的实施例中，模拟调光控制信号 DIM_ref可以是由例如高频PWM调光控制模块3068基于接收到的基准参考信号Vref和高频PWM调光控制信号HPWM生成的。在DC调光的实施例中，模拟调光控制信号DIM_ref可以是DC调光控制信号。尽管图3 仅示出了高频PWM模拟调光的示例，但是应该理解，误差放大器的正相输入端可以直接接收DC调光控制信号。
EA 3064的输出端接PWM比较器1065的反相输入端，其中，EA 3064的输出端还外接电容来对输出信号进行补偿以产生经补偿的输出信号 Vcomp。PWM比较器3065的正相输入端接CS放大器3069，其中CS放大器3069的输入端接收输出反馈信号VCS。PWM比较器3065的输出端接开关锁存器3066以向其提供控制MOS管M1的关断的信号。开关锁存器3066的输出端接Gate驱动器3067的输入端。Gate驱动器3067基于开关锁存器3066的输出产生Gate On或Off的驱动信号以控制MOS管M1 的导通与关断。
在一个实施例中，开关锁存器3066可以是SR触发器，其中，S端接谷底锁定控制模块3062的输出端，R端接PWM比较器3065的输出端，Q 端接驱动器3067的输入端。
如图3所示，开关控制单元306可以被集成在控制芯片上。该控制芯片可以包括ZVS引脚，用于检测表征MOS管Drain端的电压的退磁反馈电压；VCS引脚，用于检测反馈流经负载的输出电流的输出反馈电压； Gate引脚，用于输出Gate驱动器输出的驱动信号。在一个实施例中，该控制芯片还可以包括HPWM引脚，用于提供高频调光信号输入HPWM以通过调节占空比来改变误差放大器的参考电压。在一个实施例中，该控制芯片还可以包括DC引脚，用于提供DC调光信号输入。
在一个实施例中，可以去除用于连接外部电容以向误差放大器EA提供补偿的COMP引脚，误差放大器EA的补偿电容被优化到芯片的内部，以利于节约系统成本。
与图1所示的实施例相比，图3所示的实施例中加了用于谷底锁定控制的谷底锁定控制模块3062。下面将对图3所示的谷底锁定控制模块 3062的操作进行详细描述。
图4示出了根据本公开实施例的用于谷底锁定控制模块3062的操作的流程图。谷底锁定控制模块3062可以被配置为执行图4所示的如下操作：在方框402中，从退磁感测模块3061接收谷底检测信号，其中谷底检测信号是退磁感测模块3061响应于退磁反馈信号ZVS降为零而生成的；在方框404中，对接收到的谷底检测信号的数量进行计数；在方框 406中，确定当前锁定的谷底数量；在方框408中，将接收到谷底检测信号的数量与当前锁定的谷底数量进行比较，并且当谷底检测信号的数量等于当前锁定的谷底数量时生成用于控制MOS管M1的导通的退磁信号。
在如图3所示的模拟调光的实施例中，谷底控制模块可以利用EA 3064的经补偿的输出电压Vcomp以及上下钳频来确定当前锁定的谷底数量。图5示出了上钳频与下钳频与误差放大器的经补偿的输出电压Vcomp 关系的示意图，其中，Fup表示用于增加谷底个数的上钳频、Fdown表示用于减小谷底个数的下钳频。Fup_max为增加谷底个数的最大切换频率。Fup_min为增加谷底个数的最小切换频率。Fdown_max为减小谷底个数的最大切换频率，Fdown_min为减小谷底个数的最小切换频率。
在图3所示的HPWM转模拟调光的实施例中，随着高频PWM的占空比降低，EA 3064的高频PWM调光控制电压DIM_ref也逐渐下降，此时退磁的时间逐渐缩小导致系统的工作频率逐渐升高，当工作频率升高到如图5所示的Fup曲线时，控制器可以通过增加谷底的个数来实现降低工作频率的目的，在增加谷底后芯片的工作频率会在Fup的频率和Fdown的频率之间，直至再次降低负载工作频率大于Fup时会再次增加谷底的个数。如此时增加高频PWM信号的占空比，负载增加，工作频率下降，当工作频率下降到低于Fdown时通过减小谷底的个数，提高芯片的工作频率。确定谷底个数后谷底个数信息会被锁存，每个开关周期都会按照当前锁存状态进行谷底个数的精确控制。
为保证在Vin波动时谷底为锁定状态不会出现切换点时谷底的来回切换，Fup和Fdown曲线之间需留足够的裕量，同时根据不同的Vcomp电压调节上钳频和下钳频的大小。
图6示出了根据本公开实施例的在模拟调光的情况下谷底锁定控制模块确定当前锁定的谷底数量的流程图。在方框602中，根据从EA 3064接收到的经补偿的输出信号Vcomp确定上钳频和下钳频。在方框604中，检测系统的工作频率。在方框606中，基于检测到的工作频率和上下钳频来确定当前锁定的谷底数量。具体地，通过当检测到的工作频率高于上钳频时将所需谷底数量加1，当检测到的工作频率低于下钳频时将所需谷底数量减1，来确定锁定的谷底数量。
图7示出了根据本公开实施例的准谐振系统在模拟调光时工作的时序图。在一个实施例中，模拟调光可以是HPWM转模拟调光。在另一实施例中，模拟调光可以是DC模拟调光。如图7所示，进行调光时，模拟调光控制电压DIM_ref跟随下降，同时负载(例如，LED)电流ILED也跟随进行相应的下降，退磁反馈电流ZCS的谷底个数随着电流的降低逐渐增多，例如，从1谷底逐渐增加到7谷底，并最终在负载电流ILED很低的情况下稳定在7谷底。图中valley信号为谷底检测信号，当所产生谷底检测信号的个数和锁存的谷底个数一致时，产生退磁信号以控制gate的开启。
图8示出了根据本公开实施例的具有模拟调光和PWM调光的BUCK 架构准谐振组合调光控制系统的示意图。图8所示的系统具有与图3类似的结构，其中相似的组件执行与图3所示组件类似的操作，在此不再赘述。
特别地，图8所示的系统的相对图3增加了PWM调光控制模块以进行低频的PWM调光。在一个实施例中，PWM调光控制模块可以通过 PWM引脚被集成在芯片内。PWM调光控制模块通过产生低频PWM调光控制信号来对误差放大器的输出电压Vcomp进行控制。在一个实施例中， PWM调光控制模块可以被配置为通过低频PWM调光控制信号控制与误差放大器所连接的补偿电容串联的开关组件的导通与关断。为了防止 PWM调光过程中由于谷底的切换导致负载电流ILED的波动，在进行PWM 调光的过程中可以根据模拟调光控制信号DIM_ref的大小锁定谷底的个数，同时为了防止调光过程中电流的过冲问题，每次启动时加入软启动控制，从而维持每个周期PWM高电平开始阶段电流的缓变。对于组合调光的应用(例如，包括高频PWM转模拟调光或DC模拟调光以及PWM调光的组合调光)，当系统检测到低频PWM信号后即进行谷底个数判断，并在一定范围内保持谷底个数稳定。
图9示出了根据本公开实施例的具有模拟调光和PWM调光的准谐振系统的时序图。当进行PWM调光时，例如，当接收到占空比信号时，控制器根据当前的模拟调光控制电压DIM_ref确定当前锁存的谷底个数，例如，2个。当低频PWM信号为高电平时，退磁反馈信号ZCS每次过零后产生谷底检测信号(即，valley信号)，当产生例如2个谷底检测信号后，产生退磁信号，退磁信号控制Gate的开启。在整个PWM高电平的周期内谷底的个数被锁定在2谷底，从而保证每个PWM高电平的时间内负载电流ILED固定，从而可以避免由于ILED的波动导致的调光LED闪烁问题。在PWM低电平阶段，使Gate被强制关闭，此时负载电流ILED也会下降到零。最终通过不同的PWM占空比，实现对负载ILED的PWM调光功能。
在一个实施例中，根据上文所述的准谐振调光控制系统中的BUCK架构准谐振开关变换单元可以被替换为Fly-Back架构或Boost架构准谐振开光变换单元。例如，图3和图8所示的BUCK架构准谐振开关变换单元 302和802可以被替换为利用LC谐振腔控制MOS管的导通关断的Fly- Back架构或Boost架构准谐振开光变换单元。例如，图10示出了根据本发明实施例的具有模拟调光和PWM调光的Fly-Back架构准谐振组合调光控制系统的一个示例；图11示出了示出了根据本发明实施例的具有模拟调光和PWM调光的Boost架构准谐振组合调光控制系统的一个示例。
应该理解，本发明实施例提供的BUCK架构、Fly-Back架构和Boost 架构的准谐振开关变换单元的具体电路结构仅仅为了举例说明，其可以替换为可利用本文提供的谷底锁定方案的其他电路结构。
图12示出了根据本公开实施例的谷底锁定方案的实现示意图。在一个实施例中，该方法可以由开关控制单元的谷底锁定控制模块实现，例如，由图3或图8所示的谷底锁定控制模块实现。
如图12所示，在不存在低频PWM调光的情况下，由电压电流转换模块先将功率放大器的补偿输出电压Vcomp进行电压电流转换，转换后通过电流精度控制电路，从而保证上下钳频判断的精度。频率比较器模块的作用是检测Gate的频率，即检测系统的工作频率，并和如图5所示的上下钳频的曲线进行比较，当前周期Gate的频率大于此时的上钳频时产生F_up 信号，Gate频率小于此时的下嵌频时产生F_down信号，谷底锁定模块根据F_up以及F_down的个数确定此时所需锁定的谷底个数。当实时检测到谷底检测信号valley后，谷底锁定模块会根据当前锁定的谷底个数的多少确定何时输出Gate信号。当PWM调光介入后，芯片开启固定谷底选择，谷底锁定模块依据模拟调光控制信号DIM_ref的大小选择固定的谷底，不再受计时器产生的上下钳频的曲线控制。
图13示出了图12所示的谷底锁定模块的实现框图。谷底锁定模块通过计数器1对F_up信号进行计数，当其满足条件时，例如，当F_up信号的计数值等于计数器1内预置的个数时，输出谷底加1信号，即Acc_eff 信号；通过计数器2对F_down信号进行计数，当其满足条件时，例如，当F_down信号的计数值等于计数器2内预置的个数时，输出谷底减1信号，即，Dec_eff信号；Acc_eff信号和Dec_eff信号被输入至例如双向计数器，从而在无Acc_eff信号和Dec_eff信号产生时双向计数器锁定当前的谷底个数(表示为B)。当PWM调光的低频PWM调光信号介入时，谷底选择器会开始工作，根据此时的模拟调光控制信号DIM_ref选择固定的谷底个数(表示为D)。数据选择器基于是否接收到用于PWM调光低频 PWM调光信号来选择锁定谷底个数(表示为C)。具体地，当未检测到低频PWM调光信号时，数据选择器选择的锁定谷底个数C＝B，当检测到低频PWM调光信号时，数据选择器所选择的谷底个数C＝D。在如图8所示的系统中当ZVS pin检测到过零信号后谷底检测信号(即，valley信号)便会产生脉冲，通过谷底计数器进行实时计数后产生Q与锁存谷底个数C进行对比，当数据对比器判断这二者一致时产生Gate_on信号来控制 gate的开启，达到谷底锁定的目的。需要注意的是，上述谷底个数B、 C、D、Q可以采用任何适当的形式，例如，二进制。
图14示出了根据本公开实施例的一种准谐振调光控制方法的框图。该方法可以由准谐振调光控制系统的开关控制单元执行，例如，图3所示的开关控制306或图8所示的开光控制单元806。具体地，该方法包括：在方框1402处，接收表征准谐振开关变换单元的MOS管的漏极电压的退磁反馈信号；在方框1404处，基于所述退磁反馈信号确定谷底检测信号的数量；在方框1406处，确定当前锁定的谷底数量；在方框1408处，当所述谷底检测信号的数量等于所述当前锁定的谷底数量时导通MOS管。
在一个实施例中，基于退磁反馈信号确定谷底检测信号的数量可以包括：响应于退磁反馈信号降为零而生成谷底检测信号。
在一个实施例中，模拟调光时通过预置的上下钳频以及COMP的工作电压确定工作是的谷底个数并锁定工作状态。例如，当进行模拟调光时，确定所述准谐振开关变换单元的工作频率，基于所确定的工作频率和预置的上钳频和下钳频确定当前锁定的谷底个数。其中，基于所确定的工作频率和预置的上钳频和下钳频确定当前锁定的谷底个数可以包括：通过当所确定的工作频率高于上钳频时将所需谷底数量加1并且当所确定的工作频率低于下钳频时将所需谷底数量减1，来确定当前锁定的谷底数量。
在一个实施例中，当进行包括模拟调光和PWM调光的组合调光时，确定当前锁定的谷底数量可以包括：当检测到PWM调光的低频PWM调光信号为高电平时，基于模拟调光的调光亮度来确定固定的锁定谷底个数，例如，根据此时的模拟调光控制信号DIM_ref选择固定的锁定谷底个数。在一个实施例中，当检测到PWM调光的低频PWM调光信号为低电平时，强制关断MOS管。
根据本申请提供的上述实施例，在调光的准谐振系统中加入谷底锁定的技术，可以解决频率来回波动的问题，从而保证调光时LED电流稳定，防止闪灯现象的出现，提高效率。
上文中提到了“一个实施例”、“另一实施例”、“又一实施例”，然而应理解，在各个实施例中提及的特征并不一定只能应用于该实施例，而是可能用于其他实施例。一个实施例中的特征可以应用于另一实施例，或者可以被包括在另一实施例中。
应理解，上文中提到的器件和电路的数字下标也是为了叙述和引用的方便，并不存在次序上的先后关系。
以上参考本发明的具体实施例对本发明进行了描述，但本领域技术人员应能理解，上述实施例均是示例性而非限制性的。在不同实施例中出现的不同技术特征可以进行组合，以取得有益效果。本领域技术人员在研究附图、说明书及权利要求书的基础上，应能理解并实现所揭示的实施例的其他变化的实施例。权利要求中的任何附图标记均不应被理解为对保护范围的限制。权利要求中出现的多个部分的功能可以由一个单独的硬件或软件模块来实现。某些技术特征出现在不同的从属权利要求中并不意味着不能将这些技术特征进行组合以取得有益效果。

Claims (25)

1.一种准谐振调光控制系统，包括：
准谐振开关变换单元，包括MOS管和电感，用于利用由所述MOS管的寄生电容和所述电感形成的LC谐振腔来进行准谐振调光控制；
退磁反馈单元，用于提供表征所述MOS管的漏极电压的退磁反馈信号；
开关控制单元，用于基于所述退磁反馈信号确定谷底检测信号的数量，并且当所述谷底检测信号的数量等于当前锁定的谷底数量时控制所述MOS管的导通。
2.根据权利要求1上述的系统，其中，所述开关控制单元包括：
退磁感测模块，用于接收所述退磁反馈信号，并响应于所述退磁反馈信号降为零而生成所述谷底检测信号；
谷底锁定控制模块，用于确定从退磁感测模块接收的所述谷底检测信号的数量和所述当前锁定的谷底数量，并且在所述谷底检测信号的数量等于所述当前锁定的谷底数量时生成用于控制所述MOS管的导通的退磁信号；
峰值采样模块，用于对表征所述准谐振开关变换单元的负载电流的输出反馈信号进行采样以生成输出采样信号；
模拟调光控制模块，用于输出用于模拟调光的模拟调光控制信号；
误差放大器模块，用于通过将所述输出采样信号作为反相输入并将所述模拟调光控制信号作为正相输入，生成误差放大信号；
输出反馈放大器模块，用于对所述输出反馈信号进行放大以生成经放大的输出反馈信号；
PWM比较器模块，用于将所述经放大的输出反馈信号作为同相输入并将经补偿的误差放大信号作为反相输入，来生成用于控制所述MOS管的关断的输出信号；
开关锁存器模块，用于基于所述PWM比较器模块的输出信号和所述谷底锁定控制模块生成的退磁信号生成驱动控制信号；
驱动模块，用于基于所述驱动控制信号生成用于控制所述MOS管的导通与关断的Gate信号。
3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述模拟调光包括高频PWM转模拟调光。
4.根据权利要求2所述的系统，其中，所述模拟调光包括直流DC模拟调光。
5.根据权利要求2所述的系统，其中，所述谷底锁定控制模块还用于：根据所述经补偿的误差放大信号确定上钳频和下钳频；基于系统的工作频率和所述上钳频和所述下钳频来确定所述当前锁定的谷底数量。
6.根据权利要求5所述的系统，其中，所述谷底锁定控制模块还用于：
通过当所述检测到的工作频率高于所述上钳频时将所需谷底数量加1并且当将检测到的工作频率低于所述下钳频时将所需谷底数量减1，来确定所述当前锁定的谷底数量。
7.根据权利要求2所述的系统，其中，所述开关控制单元还包括：
PWM调光控制模块，用于基于低频PWM调光控制信号控制对所述误差放大器模块输出的所述误差放大信号的补偿。
8.根据权利要求7所述的系统，其中，当所述低频PWM调光控制信号为占空比信号时，所述谷底锁定控制模块还用于：
基于所述模拟调光控制信号确定所述当前锁定的谷底数量。
9.根据权利要求7所述的系统，当所述低频PWM调光控制信号为低电平时，所述开关控制单元被配置为强制关断所述MOS管。
10.根据权利要求1所述的系统，其中，所述准谐振开关变换单元是准谐振Buck架构变换器。
11.根据权利要求1所述的系统，其中，所述准谐振开关变换单元是准谐振Boost架构变换器。
12.根据权利要求1所述的系统，其中，所述准谐振开关变换单元是准谐振Fly-Back架构变换器。
13.根据权利要求2所述的系统，其中，所述输出反馈信号是与所述MOS管的源极端串联的电阻的电压。
14.根据权利要求2所述的系统，其中，所述经补偿的误差放大信号是通过在所述误差放大器模块的输出端外接补偿电容获得的。
15.根据权利要求2所述的系统，其中，所述开关控制单元被集成在芯片上。
16.一种准谐振调光控制方法，包括：
接收表征准谐振开关变换单元的MOS管的漏极电压的退磁反馈信号；
基于所述退磁反馈信号确定谷底检测信号的数量；
确定当前锁定的谷底数量；
当所述谷底检测信号的数量等于所述当前锁定的谷底数量时导通所述MOS管。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，基于所述退磁反馈信号确定所述谷底检测信号的数量包括：
响应于所述退磁反馈信号降为零而生成所述谷底检测信号。
18.根据权利要求16所述的方法，其中，当进行模拟调光时，确定所述当前锁定的谷底数量包括:
确定所述准谐振开关变换单元的工作频率；
基于所确定的工作频率和预置的上钳频和下钳频确定当前锁定的谷底数量。
19.根据权利要求16所述的方法，其中，基于所确定的工作频率和预置的上钳频和下钳频确定当前锁定的谷底数量包括：
通过当所确定的工作频率高于所述上钳频时将所需谷底数量加1并且当所确定的工作频率低于所述下钳频时将所需谷底数量减1，来确定所述当前锁定的谷底数量。
20.根据权利要求16所述的方法，其中，当进行包括模拟调光和PWM调光的组合调光时，确定所述当前锁定的谷底数量包括：
当检测到所述PWM调光的调光信号为占空比信号时，基于所述模拟调光的调光亮度来确定所述当前锁定的谷底数量。
21.根据权利要求18-20中任一项所述的方法，其中，所述模拟调光包括高频PWM转模拟调光或DC模拟调光。
22.根据权利要求16所述的方法，其中，当进行包括所述模拟调光和所述PWM调光的组合调光时，所述方法还包括：
当检测到所述PWM调光的调光信号为低电平时，强制关断所述MOS管。
23.根据权利要求16所述的方法，其中，所述准谐振开关变换单元是准谐振Buck架构变换器。
24.根据权利要求16所述的方法，其中，所述准谐振开关变换单元是准谐振Boost架构变换器。
25.根据权利要求16所述的方法，其中，所述准谐振开关变换单元是准谐振Fly-Back架构变换器。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111107697A (zh) * 2019-12-24 2020-05-05 深圳大学 一种反激式转换器恒流控制电路
CN111740587A (zh) * 2020-07-15 2020-10-02 广东恒发电器科技有限公司 一种新型lc准谐振电路及工作方法
CN111884494A (zh) * 2020-07-23 2020-11-03 成都启臣微电子股份有限公司 一种带补偿功能的准谐振谷底导通电路
CN113992028A (zh) * 2021-11-08 2022-01-28 上海南芯半导体科技股份有限公司 一种反激式电源的控制方法及其控制电路
CN114205952A (zh) * 2021-11-25 2022-03-18 昂宝电子（上海）有限公司 Led调光控制系统和方法

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116404868A (zh) * 2023-03-31 2023-07-07 昂宝电子（上海）有限公司 准谐振开关电源及其抖频控制电路

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100019697A1 (en) * 2007-03-27 2010-01-28 Roman Korsunsky Pulse-Width Modulation Current Control with Reduced Transient Time
CN103108437A (zh) * 2011-11-15 2013-05-15 昂宝电子（上海）有限公司 用于各种操作模式中的恒流控制的led照明系统和方法
CN105262333A (zh) * 2015-12-02 2016-01-20 成都启臣微电子有限公司 一种准谐振反激式控制器及控制方法
US20180019664A1 (en) * 2011-10-25 2018-01-18 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for reducing electromagnetic interference using switching frequency jittering

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI394485B (zh) * 2008-06-18 2013-04-21 Ite Tech Inc 發光元件驅動電路及其方法
CN102664524B (zh) * 2012-05-09 2015-08-12 无锡创想华微科技有限公司 采用数字pwm控制的恒流型dc-dc变换器与恒流型led驱动dc-dc变换器
JP2014026954A (ja) * 2012-07-26 2014-02-06 O2 Micro Inc 光源を駆動する回路および方法
JP6391429B2 (ja) * 2014-11-04 2018-09-19 ローム株式会社 スイッチングコンバータおよびその制御回路、制御方法、それを用いた照明装置、電子機器
CN106714392B (zh) * 2017-03-14 2018-06-19 无锡恒芯微科技有限公司 带led开路保护的分段开关调光控制驱动电路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100019697A1 (en) * 2007-03-27 2010-01-28 Roman Korsunsky Pulse-Width Modulation Current Control with Reduced Transient Time
US20180019664A1 (en) * 2011-10-25 2018-01-18 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for reducing electromagnetic interference using switching frequency jittering
CN103108437A (zh) * 2011-11-15 2013-05-15 昂宝电子（上海）有限公司 用于各种操作模式中的恒流控制的led照明系统和方法
CN105262333A (zh) * 2015-12-02 2016-01-20 成都启臣微电子有限公司 一种准谐振反激式控制器及控制方法

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111107697A (zh) * 2019-12-24 2020-05-05 深圳大学 一种反激式转换器恒流控制电路
CN111107697B (zh) * 2019-12-24 2021-08-10 深圳大学 一种反激式转换器恒流控制电路
CN111740587A (zh) * 2020-07-15 2020-10-02 广东恒发电器科技有限公司 一种新型lc准谐振电路及工作方法
CN111884494A (zh) * 2020-07-23 2020-11-03 成都启臣微电子股份有限公司 一种带补偿功能的准谐振谷底导通电路
CN113992028A (zh) * 2021-11-08 2022-01-28 上海南芯半导体科技股份有限公司 一种反激式电源的控制方法及其控制电路
CN113992028B (zh) * 2021-11-08 2023-07-28 上海南芯半导体科技股份有限公司 一种反激式电源的控制方法及其控制电路
CN114205952A (zh) * 2021-11-25 2022-03-18 昂宝电子（上海）有限公司 Led调光控制系统和方法

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