CN110519191A - 一种时频二维压缩的高谱效单载波通信方法 - Google Patents
一种时频二维压缩的高谱效单载波通信方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN110519191A CN110519191A CN201910896274.6A CN201910896274A CN110519191A CN 110519191 A CN110519191 A CN 110519191A CN 201910896274 A CN201910896274 A CN 201910896274A CN 110519191 A CN110519191 A CN 110519191A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- ftn
- spectrum
- filter
- single carrier
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000007906 compression Methods 0.000 title claims abstract description 50
- 230000006835 compression Effects 0.000 title claims abstract description 50
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title claims abstract description 45
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 26
- 230000006854 communication Effects 0.000 title claims abstract description 19
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 16
- 230000000694 effects Effects 0.000 title abstract description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 20
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 16
- 238000005457 optimization Methods 0.000 claims description 34
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 30
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 7
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 5
- 230000009467 reduction Effects 0.000 abstract description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 abstract 1
- 238000013144 data compression Methods 0.000 abstract 1
- 230000002045 lasting effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 22
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 6
- 230000002087 whitening effect Effects 0.000 description 6
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 4
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 4
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 4
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 3
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 3
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 108091026890 Coding region Proteins 0.000 description 1
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- OAICVXFJPJFONN-UHFFFAOYSA-N Phosphorus Chemical compound [P] OAICVXFJPJFONN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 238000000465 moulding Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0071—Use of interleaving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
本发明公开了一种时频二维压缩的高谱效单载波通信方法，属于单载波通信技术领域。本发明在FTN调制之前，对发送符号序列进行预编码处理，从而达到改变并控制发射信号的频谱。通过选取合适的预编码系数，可以实现压缩发射信号的占用带宽，使得小于可用信道带宽，实现在频域角度提升频谱效率。相较于传统的持续减小符号间隔已到达目标谱效增益，本发明中目标谱效分解到两个维度，一部分谱效提升来自于时域压缩符号间隔，其他的来自预编码压缩频谱。本发明与现有方法相比，能够实现更低的压缩因子，实现更大的谱效提升。取得同传统奈奎斯特高阶调制信号相同容量及相同解调性能时，极大降低了解调信噪比门限，实现功率效率提升。
Description
技术领域
本发明属于通信领域中的单载波通信技术，具体涉及到一种在时频两个维度同时压缩发射信号的调制方法。
背景技术
相较于4G(第四代移动通信技术)，5G的服务对象从过去的人与人通信，增加了人与物、物与物的通信。据预测，随着用户需求的持续增长，未来10年移动通信网络将会面对：1000倍的数据容量增长，10到100倍的用户速率需求等。为了实现更高传输速率，大体上有两种方法，其一是增加频谱带宽。目前4G主要集中在2GHz以下的频谱，业务频带非常拥挤。6～100GHz高频段具有更加丰富的空闲频谱资源，可作为5G的辅助频段。然而，30GHz以上频段属于毫米波的范畴，其最大特性是在空气中衰减较大，且绕射能力较弱，传播特性差。其二是增加频谱利用率，使得系统在相同带宽的频带内可以传输更多的数据，实现在有限的频谱资源的前提下极大地提升系统的容量。围绕着这一目标，如何在频谱资源日渐匮乏的情况下，将频谱效率进一步提升数倍，是未来通信技术研究的关键问题之一。
现有大多数通信系统设计是基于奈奎斯特第一准则，即通过正交调制以避免符号间干扰(ISI)，接收机实现低复杂度逐符号解调。在这一系统架构下，提升谱效的一种直接方式是采用高阶调制(比如256-QAM)，即每个发射符号携带更多的信息比特。但是，高阶调制对信道特征(多径衰落)及非线性因素(相位噪声)等非常敏感。同时，要达到与低阶调制相同的解调性能，需要更高的解调信噪比(SNR)，降低了系统功率效率。
超奈奎斯特调制(FTNs)最先由Mazo提出，通过放弃正交性，即在时间方向上进一步减小(或压缩)符号间隔(也即两个连续成型脉冲间隔)以实现在相同的时间内传送更多符号。虽然引入了符号间干扰(ISI)，但是只要压缩因子(τ)大于Mazo限时，最大似然检测(MLSE)或最大后验检测(MAP)的性能损失不会受到恶化。类似地，对于多载波传输系统，通过减小子载波间隔实现给定频带上放置更多的子载波。进一步地，也可在时频二维资源栅格上同时压缩符号间以及子载波间隔。仿真结果显示，时频二维同时压缩相较于单一域(时域或者频域)的压缩能够得到更高谱效增益。对于单载波FTN(Fedex Trade Networks)系统，目前仅有通过压缩符号间隔实现谱效提升。因而，除时域维度之外，若能找到其他维度并进行压缩以实现二维同时压缩将有效提高单载波FTN系统的谱效增益。
对于引入的ISI，MLSE及MAP虽然能够得到最佳的解调性能，但是其复杂度关于ISI长度呈指数增长。且引入的串扰扩散长度随着压缩因子的减小逐渐增大。线性均衡器，如基于迫零、最小均衡误差准则，均衡复杂度虽然与串扰长度呈线性相关，但是均衡器输出端的噪声严重放大恶化了均衡性能。因而，目前FTN系统中大都采用低阶调制(如QPSK)以及相对较大的压缩因子(如τ＝0.8)，同时这也限制了可达频谱效率提升。结合前向纠错码，同时接收机采用Turbo均衡，通过引入编码冗余，可以进一步降低压缩因子。对于16-QAM调制FTN信号，采用(7,5)卷积码，当压缩因子为2/3时，解调性能在BER＝10-4时不存在解调损失。但是，当压缩因子进一步减小时，将会存在严重的性能损失。
另一方面，由于FTN引入的串扰是在发端是完全确定的，因而串扰可以在发端基于迫零准则进行预消除。但是当压缩因子较小的时候，会出现谱零点，FTN引入的ISI无法通过谱分解准确的获取。同时，串扰系数矩阵此时也变得奇异，限制矩阵求逆操作以及后续的迫零均衡。事实上，预编码也会改变发射信号的频谱，甚至超过奈奎斯特信号的占用带宽。在这种情况下，频谱展宽带来的谱效减小中和了复杂度的降低，以及FTN系统的收益。
发明内容
本发明的目的在于：针对上述存在的问题，在发射端提供了一种新的时频二维同时压缩FTN发射信号的调制成型技术，从而使得接收端在相同的接收机处理下支持更小的压缩因子，实现频谱效率进一步提升。
本发明的时频二维压缩的高谱效单载波通信方法，具体包括下述步骤：
在单载波FTN系统的发射端对发送符号序列{a[k]}进行FTN调制处理之前，增加预编码处理；使得FTN调制的对象为预编码处理后的发送符序列{c[k]}；
即发射端在对待发送的二进制信息比特序列进行信道编码，得到编码比特序列，并对编码比特序列进行交织处理，得到交织比特序列，再对交织比特序列进行符号映射处理，得到发送符号序列{a[k]}，其中k表示符号标识符；然后对发送符号序列{a[k]}进行预编码处理，得到预编码处理后的发送符序列{c[k]}，再对发送符序列{c[k]}进行FTN调制处理；
其中预编码处理通过预设的有限阶滤波器实现，所述滤波器的系数为滤波器的输出为预编码处理后的发送符序列{c[k]}，即Lb表示滤波器阶数。
具体的，本发明中滤波器的系数的设置方式可以是：
设置FTN调制处理中所需的成形脉冲，所述成型脉冲对应的带宽为单载波FTN系统分配的信道带宽W；且所述成型脉冲的过采样倍数为N，其中N为大于2的正整数；并基于给定的时域压缩因子τ，将其分解为：τ＝τ′ζ，时域压缩因子τ′与频谱压缩因子ζ的积，其中，0＜τ≤1，0＜ζ≤1；使得FTN调制处理时符号序列{c[k]}的过采样倍数为τ′N，其中τ′N为正整数；
以及使得FTN调制处理后的信号为sa[n]＝∑kc[k]φ[n-kτ′N]，其中，φ[·]表示成形滤波器的成形脉冲；
将频谱压缩因子ζ和指定的滤波器阶数Lb作为约束条件，基于预设的关于单载波FTN系统性能的优化目标，基于优化求解的方式确定滤波器的系数。
在预编码的滤波器的系数的设置处理中，通过所设置的频谱压缩因子ζ，使得FTN调制输出信号的频谱占用带宽为ζW。
本发明中，在基于优化求解的方式确定滤波器的系数时，采用单优化目标、多约束条件的方式进行求解，所预设的关于单载波FTN系统性能的优化目标为下述列举的优化目标中的任一一个即可：
最大化发射FTN信号之间的最小欧式空间距离(即其中max和min分别表示求最大值和最小值，a1和a2表示两个不同的发送符号序列，||·||2表示二范数)；最大化系统可达容量，即接收机解调估计符号序列与发送符号序列{a[k]}之间的互信息量；最小化预编码和FTN调制所引入的符号间串扰(ISI)；对于接收机采用线性均衡的方式，最小化均衡器输出误差方差(MSE)或者最大化信号功率与干扰信号功率比值(SINR)；最小化接收机解调误符号率(SER)或者误比特率(BER)。
进一步的，优化求解过程中也可以考虑一些其他约束，包括：频谱模板发；射功率约束；峰值平均功率比(PAPR)约束，以提高功放效率；通带纹波约束等。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
本发明在发射端对信号调制过程中引入特定相关性，重塑并压缩了发射FTN信号功率谱，减小了占用带宽，实现从频域角度实现频谱效率提升。结合FTN时域压缩技术，本发明实现时频二维同时压缩，相同的时域压缩因子τ时，进一步提升频谱效率。同时，预编码器设计中存在的自由度可用于优化系统性能。相较于传统的时域压缩方案，本发明支持更小的压缩因子或者等价的谱效提升。取得同传统奈奎斯特高阶调制信号相同容量及相同解调性能时，极大降低了解调信噪比门限，实现功率效率提升。
附图说明
图1为时频二维压缩的FTN(TFC-FTN)系统结构框图。
图2为迭代均衡器-译码器的结构框图。
图3为奈奎斯特系统及TC-FTN系统发送信号频谱图。
图4为本发明中利用预编码实现频谱压缩效果图。
图5为本发明中预编码器设计框图。
图6为本发明中的预编码器设计优化流程图。
图7为本发明中发射信号经过加性高斯白噪声信道，接收机采用基于MMSE的Turbo均衡，压缩因子为2/3以及3/5时的误块率曲线(16-QAM数字调制)。
图8为本发明中发射信号经过加性高斯白噪声信道，接收机采用基于MMSE的Turbo均衡，压缩因子为4/7以及1/2时的误块率曲线(16-QAM数字调制)。
图9为Proakis b信道的频域响应图。
图10为本发明中发射信号经过Proakis b多径信道，接收机采用基于MMSE的Turbo均衡，压缩因子为2/3时的误块率曲线(16-QAM数字调制)。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。
本发明的时频二维压缩的高谱效单载波通信方法，通过在FTN调制之前，对发送符号序列引入特定的记忆，也即预编码，使得最终的发射FTN信号的频谱占用带宽，低于给定信道带宽，实现频谱压缩。结合FTN调制时域压缩技术，因而谱压缩预编码FTN调制实现了对发射信号的时频二维压缩(TFC)。
对于一个频谱效率提升目标值，相较于传统方法仅通过减小符号间隔或者使用一个较小的压缩因子以达到要求，本发明中谱效提升可以分解为时频两个域实现，即一部分谱效增益来自于时域压缩波形间隔，另一部分通过预编码压缩发射信号占用带宽。
给定带宽压缩目标以及预编码器长度，满足频谱压缩要求的预编码器设计方案是无穷的。因而，预编码器设计存在自由度。可以利用该自由度去优化系统性能，可取准则包括：最大化发射FTN信号之间的最小距离；最大化系统可达容量；最小化调制引入ISI；联合接收机设计，最小化优化系统解调性能等。另一方面，本发明也考虑了一些约束，如频谱模板。对于不同的场景需求，也可加入其他约束，包括：发射功率约束；峰值平均功率比(PAPR)约束，以提高功放效率；通带纹波约束等。
因而预编码器设计转换为一个优化问题。通过对优化问题的求解，可得到预编码系数。假设信道响应在发端已知(可通过反馈信号获取)，信道对系统性能的恶化影响也可以通过预编码器在发端进行预补偿，以提高链路抗干扰能力。同时本发明中的预编码优化设计问题也可以离线求解，然后部署在FTN系统中，降低复杂度。
因此，在利用本发明的时频二维压缩的高谱效单载波通信方法进行通信时，其发射端与接收端的具体处理过程如下：
发射端处理步骤：
信道编码和交织：对待发送的二进制信息比特序列进行信道编码(如卷积编码、Turbo编码、LDPC编码等)，得到编码比特序列，并对编码比特序列进行交织处理，得到交织比特序列；
符号映射：对交织比特序列按每M个进行分组；每含M个比特的分组映射得到一个符号a[k]，其中k表示第k个符号。接着，符号序列{a[k]}输入到预编码器模块。
预编码：本具体实施方式中，预编码器实现为一个有限阶的滤波器，滤波器系数为预编码器的输出为其中Lb表示滤波器的阶数。接着将序列{c[k]}送入FTN映射器，得到FTN信号。
FTN调制：通过FTN映射器实现，该映射器包含上采样器(过采样因子为τ′N，且τ′N为一整数，0＜τ′≤1)及成形滤波器(成型脉冲为φ[n]，过采样因子为N，且φ[n]与φ[n+1]的时间间隔为Ts/N秒)两个子模块。FTN信号的表达式可以描述为：
s[n]＝∑kc[k]φ[n-kτ′N] (1)
式(1)给出的信号对应于每隔τ′Ts秒发送一个符号{c[k]}，符号速率为1/τ′Ts。相比之下，在奈奎斯特系统中，τ′＝1，符号速率为1/Ts。因而，在FTN系统中，通过人为降低符号序列{c[k]}的上采样倍数，可以使得符号间隔从奈奎斯特系统中的Ts减小到τ′Ts，因而相同的时间、相同的带宽内可以传送更多的符号，系统频谱效率提升(1/τ′-1)×100％。
通过对s[n]做离散时间傅里叶变换，可得到发射信号的功率谱S(ejw)：
其中，e表示自然底数，j表示虚数单位，w表示数字角频率，且w∈[0,2π)。
从(2)式可见，S(ejw)主要由两个参数确定：φ[n]和b[n]。在给定φ[n]的情况下，通过改变b[n]，可以对发射信号的功率谱进行重塑。本发明中通过选取合适的b[n]，使得发射信号s[n]的功率谱得到压缩，低于分配的信道带宽W，节约频谱。
本发明中，预编码器设置的目标是完成频域压缩，同时选择最佳的系数以提升系统的性能。本具体实施方式中，预编码器离线设置过程如下：
(1)完成成型脉冲φ[n]的选取，使得其带宽刚好等于分配的信道带宽W，且成型脉冲φ[n]的过采样倍数为N(N＞2)；具体实现时，可取根升余弦脉冲(root raised cosine,RRC)。
(2)给定频谱压缩因子ζ(0＜ζ≤1)，预编码器的作用使得发射FTN信号的占用带宽降低至ζW。因而，频谱压缩可以实现谱效提升(1/ζ-1)×100％。
(3)确定预编码器长度，即滤波器阶数Lb；
(4)确定目标函数。目标函数可以是最小化引入的ISI、最大化信号间最小欧式距离和最大化系统可达容量等，或者是根据接收机设计而确定的优化准则，如接收机采用线性均衡器时可用预编码器最大化均衡器输入端的信干比SINR或者最小化均衡器输出端MSE，甚至直接可以优化解调误码率性能。约束条件包括频谱模板、发射信号功率及PAPR等；
(5)建立优化问题，并离线求解预编码器系数。配置发射机中的预编码模块。
接收端处理步骤：
接收信号：射频前端接收来自受信道干扰的信号；并通过下变频得到基带信号sr(t)。接着sr(t)被送入FTN解调模块。
FTN解调：通过FTN解映射器实现，该解映射器包含匹配滤波器(响应为φ*[-n])及下采样器(采样因子为τ′N)两个子模块。本具体实施方式中，考虑AWGN(Additive WhiteGaussian Noise)信道，噪声方差为FTN解映射器模块输出信号的表达式为：
其中，
(·)*表示复共轭。由式(3)可见，观测量主要由三部分组成，包含目标信号c[n]gφ[0]及符号间干扰∑k≠0c[n-k]gφ[k]和信道噪声且此时噪声是色噪声。
白化滤波：现行大多数检测器，比如MLSE，或者均衡器，如ZF及MMSE均衡器，均要求输入噪声为白噪声。故本具体实施方式中，在接收端包含一个白化滤波器以完成噪声白化，得到另一观测量序列{y[n]}，可以表示为：
其中，为白噪声；{h[k]}表示预编码和FTN调制共同引入的ISI抽头系数值，
其中，hφ[k]表示FTN调制引入的ISI抽头系数值，且观测量{y[n]}被送入到检测器，检测器输出发射符号a[k]的硬判决估计硬判符号经过解映射得到发射比特，接着解交织、译码，得到信息比特的估计。另外一方面，TFC-FTN系统中引入的ISI可看作是一个串行级联码的内编码器，结合信道编码，本发明也支持迭代均衡。
实施例
图1为本实施例的时频二维压缩单载波FTN(TFC-FTN)系统结构框图，信源端输入待发送的二进制信息比特流，经过编码器进行信道编码(卷积码，turbo码，LDPC码等)后得到编码序列，再经过交织器交织后得到交织序列；对交织序列进行符号映射后得到发送符号序列{a[k]}；经预编码器滤波处理得到序列{c[k]}。FTN映射器产生发射FTN信号，送入信道。
接收机射频前端接收到受信道污染的发射信号。接着，FTN解调制器对接收信号完成匹配滤波及下采样，得到符号序列并送入白化滤波器。白化滤波器的输出序列{y[n]}送入到检测器，检测器输出发射符号a[k]的硬判决估计硬判符号经过解映射得到发射比特，接着解交织器及解译码器得到发送比特的估计。
本实施例中，迭代均衡器-译码器的基本结构图如图2所示。检测器以白化滤波器的输出序列作为输入，输出估计符号的概率。接着，输入到软解映射器，得到构成符号的多个编码比特的对数似然比LE。译码器接收LE中的外信息定义为 是在交织后的译码器输出的外信息。对于第一次迭代，初始化为0，表示译码器不提供任何关于编码比特的先验信息。译码器计算编码比特和信息比特的对数似然比，分别记为LD和当迭代终止时，通过对值的正负判决发送信息比特，即
TC-FTN系统发射信号频谱如图3所示，可见，TC-FTN系统能够提升系统容量，但是不改变发射信号频谱形状。结合图4可见，在TFC-FTN系统中，通过合理的预编码器，能够有效实现压缩FTN信号频谱。事实上，当预编码器系数b[0]＝1且b[k]＝0,时，本实施例的TFC-FTN系统退化成传统的TC-FTN系统。因而，TC-FTN系统是本实施例系统的一个特例。
对于TC-FTN系统(为方便和本发明区分，其时域压缩因子表示为τ)，其频谱效率为：
相对于奈奎斯特系统(频谱效率为)，压缩符号间隔可实现的谱效增益为(1/τ-1)×100％。欲通过TC-FTN系统实现更大的增益，需要使用更小值的τ，即进一步减小符号间隔。但是，随着τ的减小，引入的ISI愈来愈严重，这会复杂化接收机设计，同时也会带来解调性能损失甚至发射信号完全不可解调。因而，对于TC-FTN系统，其可达谱效增益是较低的。
而对于TFC-FTN系统，符号速率为1/τ′Ts，频域压缩因子为ζ(对应占用带宽为ζW)，对应频谱效率为：
比较式(8)和(9)，可见，对于TC-FTN系统，要达到与TFC-FTN系统相同的频谱效率，需要
τ＝τ′ζ (10)
因而，给定一个系统目标频谱效率ηobj(大于ηNyquist)，TC-FTN系统通过选择较小的τ以满足谱效要求。相比之下，在TFC-FTN系统中，ηobj可以从两个方面达到，一部分来自于时域速率提升，另外一部分来自频谱压缩。数学上，这可以理解为将τ分解为τ′和ζ的积，正如式(10)所示。比如，τ＝1/2，可被分解为τ＝1/2＝2/3·3/4。其表示在TFC-FTN系统中，时域符号间隔为压缩为原来的2/3，而带宽则压缩为原来的3/4。
图5示出了TFC-FTN系统中预编码滤波器设计框图，其中设计管理模块中I/O单元输入端口用于配置一些典型设计参数，如小压缩因子τ的取值及其分解方案τ'ζ，成型脉冲φ[n]，针对不同场景考虑的约束条件(比如频谱模板，预编码器阶数Lb等)。同时，本发明中也支持根据发射信号特征，传输信道特征，及接收机的设计等实时动态反馈优化预编码器的设计，以达到链路整体性能最佳。即预编码处理的滤波器系数基于单载波FTN系统的通信过程中实时反馈的通信过程信息(主要是信道状态信息，例如发射信号PAPR、信道的反馈信号、MMSE均衡器输出等)进行实时调整。比如，测量发射信号PAPR，若超过预期PAPR门限，则将PAPR门限作为一个优化约束条件以限制PAPR。根据信道的反馈信号，实时修正系数以预消除信道的恶化影响。若接收机采用低复杂度的线性均衡，如MMSE均衡器，则预编码器的目标函数可设置为最小化均衡器输出的均方误差(MSE)或者最小化引入的串扰，以实现链路整体性能最佳。输出端口则输出预编码器系数。模块中处理单元(processing)根据输入的配置参数完成具体的预编码器设计。
即本发明中的预编码器采取多约束条件下，单目标的优化设计策略。其中，约束条件包括频谱模板、预编码器阶数、发射信号功率及PAPR等；优化目标可以是最小化引入的ISI、最大化信号间最小欧式距离和最大化系统可达容量等，或者是根据接收机设计而确定的优化准则，如接收机采用线性均衡器时可用预编码器最大化均衡器输入端的信干比SINR或者最小化均衡器输出端MSE，甚至直接可以优化解调误码率性能。图6给出了一个预编码器设计优化流程图。即首先配置滤波器涉及相关的常量或者优化参数等；接着设置优化约束条件，构建优化变量；然后执行优化仿真测试，监测/分析该测试的优化结果，判定其是否达到预期的优化目标，若是，则保存结果并结束；否则，调整/更改设计常量、约束条件、优化参数/目标重新进行优化仿真测试。
本实施例中为了降低均衡复杂度，接收端采用了一个m阶MMSE均衡器。同时，预编码器最小化均衡器输出端的MSE。MSE计算公式如下：
其中表示HHH的m个特征值，
(·)H表示复共轭转置。矩阵H中的系数h0,...,hL-1由式(4)和(6)给出。
同时将频谱模板，发射信号功率归一化为1等作为约束条件。则优化问题可以具体表示为：
其他涉及预编码器设计的关键参数如表1所示。求解得到的预编码器系数用于配置发射机中的预编码模块，得到FTN发射信号。
表1仿真参数
图7和图8分别给出了16-QAM调制下，当压缩因子取2/3,3/5,4/7,1/2时，TC-FTN，TFC-FTN系统在AWGN信道下解调误块率性能。注意到，当τ等于2/3，4/7和1/2,16-QAM FTN系统具有与传统64-,128,256-QAM奈奎斯特系统相同的频谱效率。
对于TC-FTN，当τ等于2/3时，在BLER＝10-2时，达到了与16-QAM奈奎斯特系统相同的解调性能。但是随着压缩因子的降低，将会出现损失。当τ等于3/5时，存在着0.6dB的损失，等于4/7时存在着6.3dB损失。τ等于1/2时，严重的ISI使得接收信号变得完全不可解。在TFC-FTN系统中，当压缩因子取3/5不存在性能损失，甚至对于Lb＝5时，只存在着0.7dB损失。虽然，1/2时也存在着严重的损失，但是引入的ISI被缓解，变得可解。
图9给出了当τ等于2/3时，TC-FTN和TFC-FTN系统经过Proakis b信道，从图10可见，该多径信道存在谱零点，存在严重衰落，是频选信道。在该信道下，相较于在AWGN信道下的性能，16-QAM奈奎斯特信号此时遭受2.4dB损失。同时64-QAM奈奎斯特信号噪声更大的损失。这是由于高阶调制对信道特性非常敏感，在频选信道下，均衡矩阵变得病态。与此同时，16-QAM TC-FTN也遭受类似严重的损失。相比之下，由于信道特征被反馈到预编码器设计中，本发明提出的TFC-FTN对信道的恶化具有较好的鲁棒性，当Lb＝6时，相较于16-QAM奈奎斯特信号仅有约0.5dB的损失。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。
Claims (5)
1.一种时频二维压缩的高谱效单载波通信方法，其特征在于，包括下列步骤：
在单载波FTN系统的发射端对发送符号序列{a[k]}进行FTN调制处理之前，增加预编码处理；使得FTN调制处理的对象为预编码处理后的发送符序列{c[k]}，其中k，表示符号标识符；
其中预编码处理通过预设的有限阶滤波器实现，所述滤波器的系数为Lb表示滤波器的阶数；滤波器的输出为预编码处理后的发送符序列{c[k]}，即
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，预编码处理的滤波器的系数的设置方式为：
设置FTN调制处理中所需的成形脉冲，所述成型脉冲对应的带宽为单载波FTN系统分配的信道带宽W；且所述成型脉冲的过采样倍数为N，其中N为大于2的正整数；并基于给定的时域压缩因子τ，将其分解为：τ＝τ′ζ，时域压缩因子τ′与频谱压缩因子ζ的积，其中，0＜τ≤1，0＜ζ≤1；使得FTN调制处理时符号序列{c[k]}的过采样倍数为τ′N，其中τ′N为正整数；
以及使得FTN调制处理后的信号为sa[n]＝∑kc[k]φ[n-kτ′N]，其中，φ[·]表示成形脉冲；
将频谱压缩因子ζ和指定的滤波器阶数Lb作为约束条件，基于预设的关于单载波FTN系统性能的优化目标，基于优化求解的方式确定滤波器的系数。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述优化目标为：最大化发射FTN信号之间的最小欧式空间距离；最大化系统可达容量，即接收机解调估计符号序列与发送符号序列{a[k]}之间的互信息量；最小化预编码和FTN调制所引入的符号间串扰；最小化均衡器输出误差方差；最大化信号功率与干扰信号功率比值；或者最小化接收机解调误符号率或者误比特率。
4.如权利要求2或3所述的方法，其特征在于，在基于优化求解的方式确定滤波器的系数时，采用单优化目标、多约束条件的方式进行求解，且约束条件还包括：频谱模板约束、发射功率约束、峰值平均功率比约束和/或通带纹波约束。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，预编码处理的滤波器系数基于单载波FTN系统的通信过程中实时反馈的通信过程信息进行实时调整。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910896274.6A CN110519191B (zh) | 2019-09-22 | 2019-09-22 | 一种时频二维压缩的高谱效单载波通信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910896274.6A CN110519191B (zh) | 2019-09-22 | 2019-09-22 | 一种时频二维压缩的高谱效单载波通信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110519191A true CN110519191A (zh) | 2019-11-29 |
| CN110519191B CN110519191B (zh) | 2021-04-30 |
Family
ID=68631803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910896274.6A Expired - Fee Related CN110519191B (zh) | 2019-09-22 | 2019-09-22 | 一种时频二维压缩的高谱效单载波通信方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110519191B (zh) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112910808A (zh) * | 2021-04-22 | 2021-06-04 | 集美大学 | 一种短保护间隔的多载波浅海水声通信方法 |
| CN113411277A (zh) * | 2021-06-24 | 2021-09-17 | 北京理工大学 | 一种多载波超奈奎斯特系统接收机的构建方法 |
| CN113852581A (zh) * | 2021-09-16 | 2021-12-28 | 电子科技大学 | 一种单载波thp-ftn系统相位噪声估计与消除方法 |
| CN114629753A (zh) * | 2022-03-01 | 2022-06-14 | 电子科技大学 | 一种基于矩阵分解的点对点安全通信方法 |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106100730A (zh) * | 2016-06-02 | 2016-11-09 | 复旦大学 | 基于超奈奎斯特预编码的无载波幅度相位调制系统和调制方法 |
| WO2017103423A1 (fr) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | Orange | Précompensation d'interférence induite par une modulation ofdm/oqam à une cadence supérieure à nyquist |
| CN107612863A (zh) * | 2017-09-15 | 2018-01-19 | 电子科技大学 | 一种带宽压缩的高谱效多载波通信方法 |
| CN108282782A (zh) * | 2017-01-06 | 2018-07-13 | 深圳市金立通信设备有限公司 | 一种上行免授权用户激活检测方法、装置及基站 |
| CN109561438A (zh) * | 2018-11-29 | 2019-04-02 | 电子科技大学 | Ftn系统中基于帧间信息交织的频谱优化方法 |
| CN109873665A (zh) * | 2017-12-01 | 2019-06-11 | 华为技术有限公司 | 数据传输的方法和设备 |
| CN109891816A (zh) * | 2016-11-04 | 2019-06-14 | 瑞典爱立信有限公司 | 短物理下行链路控制信道（sPDCCH）映射设计 |
| CN110235422A (zh) * | 2017-01-26 | 2019-09-13 | 高通股份有限公司 | 用于在维持低峰均功率比的同时进行发射分集的技术和装置 |
-
2019
- 2019-09-22 CN CN201910896274.6A patent/CN110519191B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017103423A1 (fr) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | Orange | Précompensation d'interférence induite par une modulation ofdm/oqam à une cadence supérieure à nyquist |
| CN106100730A (zh) * | 2016-06-02 | 2016-11-09 | 复旦大学 | 基于超奈奎斯特预编码的无载波幅度相位调制系统和调制方法 |
| CN109891816A (zh) * | 2016-11-04 | 2019-06-14 | 瑞典爱立信有限公司 | 短物理下行链路控制信道（sPDCCH）映射设计 |
| CN108282782A (zh) * | 2017-01-06 | 2018-07-13 | 深圳市金立通信设备有限公司 | 一种上行免授权用户激活检测方法、装置及基站 |
| CN110235422A (zh) * | 2017-01-26 | 2019-09-13 | 高通股份有限公司 | 用于在维持低峰均功率比的同时进行发射分集的技术和装置 |
| CN107612863A (zh) * | 2017-09-15 | 2018-01-19 | 电子科技大学 | 一种带宽压缩的高谱效多载波通信方法 |
| CN109873665A (zh) * | 2017-12-01 | 2019-06-11 | 华为技术有限公司 | 数据传输的方法和设备 |
| CN109561438A (zh) * | 2018-11-29 | 2019-04-02 | 电子科技大学 | Ftn系统中基于帧间信息交织的频谱优化方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 刘光辉: "Optimal Precoding Based Spectrum Compression for Faster-Than-Nyquist Signaling", 《2018 IEEE INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON BROADBAND MULTIMEDIA SYSTEMS AND BROADCASTING (BMSB)》 * |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112910808A (zh) * | 2021-04-22 | 2021-06-04 | 集美大学 | 一种短保护间隔的多载波浅海水声通信方法 |
| CN113411277A (zh) * | 2021-06-24 | 2021-09-17 | 北京理工大学 | 一种多载波超奈奎斯特系统接收机的构建方法 |
| CN113411277B (zh) * | 2021-06-24 | 2023-03-24 | 北京理工大学 | 一种多载波超奈奎斯特系统接收机的构建方法 |
| CN113852581A (zh) * | 2021-09-16 | 2021-12-28 | 电子科技大学 | 一种单载波thp-ftn系统相位噪声估计与消除方法 |
| CN114629753A (zh) * | 2022-03-01 | 2022-06-14 | 电子科技大学 | 一种基于矩阵分解的点对点安全通信方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN110519191B (zh) | 2021-04-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN110519191B (zh) | 一种时频二维压缩的高谱效单载波通信方法 | |
| Gusmao et al. | Comparison of two modulation choices for broadband wireless communications | |
| Hanzo et al. | Quadrature amplitude modulation: From basics to adaptive trellis-coded, turbo-equalised and space-time coded OFDM, CDMA and MC-CDMA systems | |
| US7643586B1 (en) | Divisionless baseband equalization in symbol modulated communications | |
| McCloud | Analysis and design of short block OFDM spreading matrices for use on multipath fading channels | |
| CN101132388A (zh) | 利用信道状态信息辅助接收编码信号的接收方法及装置 | |
| US8019024B2 (en) | Method of approximating log-likelihood ratios in QAM digital transmissions and relative QAM soft-output de-mapper | |
| CN109274630B (zh) | 抗频率选择性衰落的多载波信号矢量分集合并方法 | |
| CN112003804B (zh) | 一种多路多元差分混沌移位键控迭代接收方法 | |
| CN108900280B (zh) | 联合wfrft预处理的新型自适应编码调制方法、无线通信系统 | |
| Li et al. | Exact BEP analysis for coherent M-ary PAM and QAM over AWGN and Rayleigh fading channels | |
| CN109639301B (zh) | 一种基于置信度估计的ftn均衡方法 | |
| Gusmao et al. | A reduced-CP approach to SC/FDE block transmission for broadband wireless communications | |
| Hui et al. | Maximum likelihood sequence estimation in the presence of constant envelope interference [cellular radio networks] | |
| CN100364253C (zh) | 用于OFDM中的子带自适应Turbo编码调制的方法 | |
| CN115102596B (zh) | 一种thp-ftn系统时域压缩最优成型波形方法 | |
| Montezuma et al. | A pragmatic coded modulation choice for future broadband wireless communications | |
| CN113824664B (zh) | 一种tcm-cpm信号在多径信道下的解调方法 | |
| Chini et al. | High rate ATM packet transmission over indoor radio channels | |
| Bouvet et al. | Low complexity iterative receiver for Linear Precoded OFDM | |
| Shin et al. | A Weighted Multi-band Algorithm Using Estimation BER in Underwater Acoustic Communication | |
| Dinis et al. | Transmission techniques for increased power efficiency in OFDM-based wireless communication systems | |
| Kumar et al. | Evaluation of BER in LTE System using Various Modulation Techniques over different Modulation Schemes | |
| Lampe et al. | ‘Noncoherent and Coded OFDM Using Decision-Feedback Demodulation and Diversity | |
| Hunziker et al. | Adaptive OFDM transmission for broadband fixed wireless access systems |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20210430 |