CN112910808A - 一种短保护间隔的多载波浅海水声通信方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种短保护间隔的多载波浅海水声通信方法及系统。该方法包括：根据数据帧的前导序列对信道的时延扩展进行估计，所述数据帧包括前导序列和数据块；根据所述时延扩展确定多个分析时间窗，其中，各所述分析时间窗的起始位置各不相同；对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调，得到每一分析时间窗对应的解调结果；确定各解调结果的误码率；将误码率最小解调结果最为目标通信数据。本发明采用多个并行的分析时间窗对数据块进行分析处理，通过误码率选取最佳分析时间窗以消除载波间干扰(ICI)，进而在短保护间隔(高通信速率)时降低了系统的通信误码率。

Description

一种短保护间隔的多载波浅海水声通信方法
技术领域
本发明涉及水声通信领域，特别是涉及一种短保护间隔的多载波浅海水声通信方法。
背景技术
水声通信技术研究无论在军事还是民用上都具有十分重要的意义。目前，水声通信技术已成为开展水下项目的核心技术，如海洋观测、海岸带开发等项目，这些日趋复杂的水下项目对水声通信提出更高的要求，如何将水下获取的各种信息通过水声信道进行高效和可靠的传输，从而构建水声通信网络是当前水声通信研究的难点和热点。因此，基于水声信道特性的水声通信物理层设计至关重要，然而，水声信道是一个极其复杂的时间-空间-频率变参随机信道，是迄今难度最大的无线通信信道之一，特别是在浅海水域。非相干通信能提供较好的可靠性，其中具有代表性的啁啾扩谱(Chirp Spread Spectrum，CSS)调制技术将码元调制于较宽带的频谱中从而获得很高的处理增益，但也牺牲了频谱效率，因此CSS技术在要求可靠低速的水声通信和遥测遥控环境中得到广泛应用。
目前，高速浅海水声通信系统主要基于单载波和多载波两种调制技术，对于处理水声信道多径时延和多普勒扩展的技术也得到广泛的研究。对于单载波通信，自适应滤波器技术对于消除ISI很有效果，比如带递归最小二乘判决反馈均衡(Decision feedbackequalizer with a recursive least squares algorithm，RLS–DFE)的应用；依靠信道追踪器也能很大程度上消除水声信道引起的多普勒扩展。对于多载波通信，近十年间，正交频分复用(Orthogonal frequency-division multiplexing，OFDM)技术因其频谱利用率高、接收机设计复杂度低等优点得到较为充分的研究，因为多普勒扩展将破坏子载波的正交性，所以基于OFDM技术的水声通信系统对多普勒扩展较为敏感，因此通常需要诸如多普勒频移校正等载波间干扰(Inter-Carrier Interference,ICI)补偿算法。
特别的，对于浅海水声通信而言，由于海面、海底和障碍物的反射以及海洋内部的不均匀性导致水声通信信道的强多径特性，浅海水声信道的多径时延扩展可能达到几十甚至几百毫秒。多径之间的相互干涉会引起严重的幅度衰落和频率选择性衰落，从而影响多载波通信的性能。在浅海水声通信中通信数据块之间采用保护间隔是有效地的抗多径方法，但过长的保护间隔将导致多载波水声通信速率的降低。因此，亟需一种在强多径的浅海水声通信中具有高通信性能的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法。
发明内容
本发明的目的是提供一种具有高通信性能的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种短保护间隔的多载波浅海水声通信方法，包括：
根据数据帧的前导序列对信道的时延扩展进行估计，所述数据帧包括前导序列和数据块；
根据所述时延扩展确定多个分析时间窗，其中，各所述分析时间窗的起始位置各不相同；
对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调，得到每一分析时间窗对应的解调结果；
确定各解调结果的误码率；
将误码率最小解调结果最为目标通信数据。
可选的，所述分析时间窗的数量采用以下方法确定：
根据
Figure BDA0003032390140000021
计算分析时间窗的数量K，其中，γ表示设定阈值，τ表示信道的时延扩展，T表示调制信号的周期。
可选的，在对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调之前，还包括：
根据数据帧的导频序列获得信道的噪声估计以及频率响应矩阵估计；
根据所述噪声估计以及所述频率响应矩阵估计，对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算。
可选的，所述根据所述噪声估计以及所述频率响应矩阵估计，对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算，具体包括：
根据
Figure BDA0003032390140000031
计算均衡矩阵G，其中，Λ表示对角矩阵，
Figure BDA0003032390140000032
表示信道信号的方差，
Figure BDA0003032390140000033
表示噪声估计的方差，I表示单位矩阵；
根据x'＝Gx对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算，其中，x表示信道均衡前的输入信号，x'表示信道均衡后的信号。
可选的，所述确定各解调结果的误码率，具体包括：
采用CRC校验检查各解调结果的误码率。
本发明还提供了一种短保护间隔的多载波浅海水声通信系统，包括：
时延扩展估计模块，用于根据数据帧的前导序列对信道的时延扩展进行估计，所述数据帧包括前导序列和数据块；
时间窗确定模块，用于根据所述时延扩展确定多个分析时间窗的，其中，所述分析时间窗的时延各不相同；
信号解调模块，用于对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调，得到每一分析时间窗对应的解调结果；
误码率确定模块，用于确定各解调结果的误码率；
目标通信数据确定模块，用于将误码率最小解调结果最为目标通信数据。
可选的，所述时间窗确定模块，具体包括：
时间窗数量确定单元，用于根据
Figure BDA0003032390140000034
计算分析时间窗的数量K，其中，γ表示设定阈值，γ≤64，τ表示信道的时延扩展，T表示调制信号的周期。
可选的，所述系统还包括：
参数估计模块，用于根据数据帧的导频序列获得信道的噪声估计以及频率响应矩阵估计；
信道均衡模块，用于根据所述噪声估计以及所述频率响应矩阵估计，对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算。
可选的，所述信道均衡模块，具体包括：
均衡矩阵确定单元，用于根据
Figure BDA0003032390140000041
计算均衡矩阵G，其中，Λ表示对角矩阵，
Figure BDA0003032390140000042
表示信道信号的方差，
Figure BDA0003032390140000043
表示噪声估计的方差，I表示单位矩阵；
信道均衡单元，用于根据x'＝Gx对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算，其中，x表示信道均衡前的输入信号，x'表示信道均衡后的信号。
可选的，误码率确定模块，具体包括：
误码率确定单元，用于采用CRC校验检查各解调结果的误码率。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明实施例提供的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法通过采用多个并行的分析时间窗对数据块进行分析处理，以及基于各分析时间窗下解调数据的误码率选取最佳的分析时间窗，并将最佳分析时间窗下的解调数据作为最终的通信数据。本发明实施例采用多个并行的分析时间窗对数据块进行分析处理，通过误码率选取最佳分析时间窗以消除载波间干扰(ICI)，进而在短保护间隔(高通信速率)时降低了系统的通信误码率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中发送端的信号处理流程图；
图2(a)为本发明实施例中正交chirp信号的多载波调制流程图，图2(a)为本发明实施例中正交chirp信号的多载波解调流程图；
图3为本发明实施例中正交chirp信号的多载波数据帧的结构示意图；
图4为典型的浅海水声信道冲激响应示意图；
图5为本发明实施例提供的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法流程图；
图6为本发明实施例提供的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法的又一流程图；
图7为本发明实施例中多径条件下多个并行的分析时间窗确定原理图；
图8为本发明实施例中不同通信方法的性能仿真比较图；
图9为本发明实施例提供的短保护间隔的多载波浅海水声通信系统结构图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种具有高通信性能的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
实施例1
在多载波水声通信中，信号设计发射端将通信信息二进制数据经CRC校验(cyclicredundancy check，CRC)、前向纠错(Forward Error Correcting，FEC)编码和交织后再经由串并转换。如图1所示，为保证在水声信道中高速率通信系统的可靠性，在发射端的数字信息经过以下预处理操作：对二进制数据在前向纠错(Forward Error Correcting，FEC)编码前插入循环冗余校验码(cyclic redundancy check，CRC)，CRC的开销很小，通常采用16bit已足够(即CRC-16)；CRC码后再经前向纠错编码和数据帧内的矩阵交织。考虑到复杂度和纠错性能的平衡，将前向纠错编码选取为卷积码。
串并转换后的二进制信息经过正交chirp信号的多载波调制形成数据帧。正交chirp信号的多载波调制过程如图2(a)所示，图2(a)中ψn(t)表示一组相互正交的chirp信号：
Figure BDA0003032390140000061
其中n为chirp信号的序号，chirp信号的周期设定为T，N为该组chirp信号的数量。二进制信息经正交相移键控(quadrature phase shift keying，QPSK)调制后的第k个符号为x(k)，则经正交chirp信号的多载波调制后的信号为s(t)，如下公式：
Figure BDA0003032390140000062
由于ψn(t)是相互正交的，则信息x(m)可方便的通过匹配滤波器提取出来，如图2(b)的正交chirp信号的多载波解调过程如下：
Figure BDA0003032390140000063
调制后的信号经并串转换后经由水声换能器发射到浅海水声信道中去。
信号接收端接收的水声信号经前置放大、抗混叠滤波和A/D转换电路处理后得到数字信号，再经帧同步处理后得到数据帧信息。
通信数据帧如图3所示，每一帧的开头是一个由两个双曲调频(HyperbolicFrequency Modulation，HFM)信号(上扫频和下扫频)构成的前导序列，HFM信号因具有多普勒不变性，可用于通信中精确的帧同步和多普勒估计；前导序列的保护间隔时长为TG，前导序列的保护间隔后则是一个已知的导频(pilot symbol)序列，主要用于信道估计；导频序列后则是传输信息的通信数据块，数据块的时长为T，相邻数据块之间插入循环前缀，循环前缀即为数据块之间的保护间隔，其时长TCP设定一般会大于信道的时延扩展(由于海面、海底和障碍物的反射以及海洋内部的不均匀性导致浅海水声信道的时延扩展比较大，可能达到几十甚至几百毫秒，图4所示即为典型的浅海水声信道冲激响应，其时延扩展τ约为80ms)，但数据块之间过长的保护间隔显然会使得数据帧的时长显著加长，从而降低多载波水声通信的通信速率。
参见图5和图6，本实施例提供的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法包括以下步骤：
步骤501：根据数据帧的前导序列对信道的时延扩展进行估计。
步骤502：根据所述时延扩展确定多个分析时间窗，其中，各所述分析时间窗的起始位置各不相同，可以理解为多径条件下数据块的分析处理。
进一步的，可根据
Figure BDA0003032390140000071
计算分析时间窗的数量K，其中，γ表示设定阈值，τ表示信道的时延扩展，T表示调制信号的周期，通过该公式可根据时延扩展动态调节分析时间窗的数量K，从而降低系统的计算量。进一步的，γ可以2-64之间的任一整数，优选为64。
浅海水声信道的多径时延扩展会引起块间干扰(inter-block interference，IBI)是显而易见的，同时也会引入载波间干扰(inter-carrier interference，ICI)，如图7所示，本发明实施例通过选取合适的分析时间窗来消除ICI，但需要清楚的知道多径到达的时延信息，而多径中每一径的准确时延在实际的水声通信环境中通常是不清楚的，由此，如图7，因为多径的时延(τ1...τi)和对应的衰减系数(α1...αi)是未知的，所以需要设计多个并行的分析时间窗用于解调，在实验中发现，多径时延越长，相应的需要并行的分析时间窗的个数越多才能找到合适的分析时间窗，而当K＞64时，系统性能的增益变得不明显。
步骤503：对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调，得到每一分析时间窗对应的解调结果。经多个并行的分析时间窗下得到的每一信道均衡信号都经正交chirp信号的多载波解调得到并行多路的解调结果(正交chirp信号的多载波解调过程如图2(b)所示)。
步骤504：确定各解调结果的误码率。
步骤505：将误码率最小解调结果最为目标通信数据。
并行多路的解调结果通过CRC校验检查其输出数据是否有错误发生，并通过数据分拣选择其中无错误或错误最少的最佳分支得到最终的二进制信息。
作为本发明实施例的一种实施方式，在步骤503之前，还包括：
由导频序列得到噪声估计和浅海水声信道的频率响应矩阵估计。
将噪声估计和浅海水声信道的频率响应矩阵估计用于每个并行的分析时间窗下的信道均衡计算，其中，信道均衡算法可以采用经典的最小均方误差(Minimum MeanSquare Error，MMSE)算法。
MMSE算法原理：如图6所示，假设在一帧内信道频率响应不变，信道均衡前的输入信号为x，信道均衡后的信号为x′，则有：
x′＝Gx
式中，G是在最小均方误差(MMSE)准则下的对角均衡矩阵，该对角均衡矩阵是由导频序列估计而得到，G可表达为：
Figure BDA0003032390140000081
其中信号和噪声的方差分别为
Figure BDA0003032390140000082
和
Figure BDA0003032390140000083
Λ为N阶的对角矩阵，对于N为偶数的情况，Λ可表达为：
{Λ}k，k＝Hk
式中，Hk是水声信道的信道频率响应在第k个频点处的值。
图8是在强多径的浅海仿真条件下(时延扩展大于保护间隔)，仿真结果表明本发明实施例提供的方法的误码率(Bit Error Rate，BER)可达到10-6，而传统OFDM的BER只有10-3，该仿真结果验证了本发明实施例提供的方法抗多径性能的优越性。
本发明实施例提供的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法具有以下优势：
(1)浅海水声信道的多径时延扩展一般较大，多径之间的相互干涉会引起同时也会引入载波间干扰(ICI)，从而影响多载波通信的性能。本发明实施例提供的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法在强多径的浅海水声通信中提高了通信性能，该方法通过多个并行的分析时间窗对正交chirp信号的数据块进行分析处理从而找到最佳的分析时间窗来消除ICI，进而在通信数据块间采用短保护间隔(保持高通信速率)时降低了系统的通信误码率。
(2)本发明实施例提供的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法根据水声信道时延扩展τ实时的计算并调整并行分析时间窗的个数K，有利于降低浅海水声通信系统的计算复杂度。
实施例2
参见图9，本实施例提供了一种短保护间隔的多载波浅海水声通信系统，该系统包括：
时延扩展估计模块901，用于根据数据帧的前导序列对信道的时延扩展进行估计，所述数据帧包括前导序列和数据块；
时间窗确定模块902，用于根据所述时延扩展确定分析时间窗的数量，其中，各所述分析时间窗的起始位置各不相同；
信号解调模块903，用于对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调，得到每一分析时间窗对应的解调结果；
误码率确定模块904，用于确定各解调结果的误码率；
目标通信数据确定模块905，用于将误码率最小解调结果最为目标通信数据。
进一步的，所述时间窗确定模块902，具体包括：
时间窗数量确定单元，用于根据
Figure BDA0003032390140000091
计算分析时间窗的数量K，其中，γ表示设定阈值，τ表示信道的时延扩展，T表示调制信号的周期。
所述误码率确定模块904，具体包括：
误码率确定单元，用于采用CRC校验检查各解调结果的误码率。
作为本实施例的一种实施方式，本发明实施例提供的系统还包括：
参数估计模块，用于根据数据帧的导频序列获得信道的噪声估计以及频率响应矩阵估计；
信道均衡模块，用于根据所述噪声估计以及所述频率响应矩阵估计，对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算。
其中，所述信道均衡模块，具体包括：
均衡矩阵确定单元，用于根据
Figure BDA0003032390140000092
计算均衡矩阵G，其中，Λ表示对角矩阵，
Figure BDA0003032390140000093
表示信道信号的方差，
Figure BDA0003032390140000094
表示噪声估计的方差，I表示单位矩阵；
信道均衡单元，用于根据x'＝Gx对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算，其中，x表示信道均衡前的输入信号，x'表示信道均衡后的信号。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种短保护间隔的多载波浅海水声通信方法，其特征在于，包括：
根据数据帧的前导序列对信道的时延扩展进行估计，所述数据帧包括前导序列和数据块；
根据所述时延扩展确定多个分析时间窗，其中，各所述分析时间窗的起始位置各不相同；
对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调，得到每一分析时间窗对应的解调结果；
确定各解调结果的误码率；
将误码率最小解调结果最为目标通信数据。
2.根据权利要求1所述的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法，其特征在于，所述分析时间窗的数量采用以下方法确定：
根据
Figure FDA0003032390130000011
计算分析时间窗的数量K，其中，γ表示设定阈值，τ表示信道的时延扩展，T表示调制信号的周期。
3.根据权利要求1所述的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法，其特征在于，在对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调之前，还包括：
根据数据帧的导频序列获得信道的噪声估计以及频率响应矩阵估计；
根据所述噪声估计以及所述频率响应矩阵估计，对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算。
4.根据权利要求3所述的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法，其特征在于，所述根据所述噪声估计以及所述频率响应矩阵估计，对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算，具体包括：
根据
Figure FDA0003032390130000012
计算均衡矩阵G，其中，Λ表示对角矩阵，
Figure FDA0003032390130000013
表示信道信号的方差，
Figure FDA0003032390130000014
表示噪声估计的方差，I表示单位矩阵；
根据x'＝Gx对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算，其中，x表示信道均衡前的输入信号，x'表示信道均衡后的信号。
5.根据权利要求1所述的短保护间隔的多载波浅海水声通信方法，其特征在于，所述确定各解调结果的误码率，具体包括：
采用CRC校验检查各解调结果的误码率。
6.一种短保护间隔的多载波浅海水声通信系统，其特征在于，包括：
时延扩展估计模块，用于根据数据帧的前导序列对信道的时延扩展进行估计，所述数据帧包括前导序列和数据块；
时间窗确定模块，用于根据所述时延扩展确定多个分析时间窗的，其中，各所述分析时间窗的起始位置各不相同；
信号解调模块，用于对每个分析时间窗下的所述数据块进行解调，得到每一分析时间窗对应的解调结果；
误码率确定模块，用于确定各解调结果的误码率；
目标通信数据确定模块，用于将误码率最小解调结果最为目标通信数据。
7.根据权利要求6所述的短保护间隔的多载波浅海水声通信系统，其特征在于，所述时间窗确定模块，具体包括：
时间窗数量确定单元，用于根据
Figure FDA0003032390130000021
计算分析时间窗的数量K，其中，γ表示设定阈值，γ≤64，τ表示信道的时延扩展，T表示调制信号的周期。
8.根据权利要求6所述的短保护间隔的多载波浅海水声通信系统，其特征在于，所述系统还包括：
参数估计模块，用于根据数据帧的导频序列获得信道的噪声估计以及频率响应矩阵估计；
信道均衡模块，用于根据所述噪声估计以及所述频率响应矩阵估计，对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算。
9.根据权利要求8所述的短保护间隔的多载波浅海水声通信系统，其特征在于，所述信道均衡模块，具体包括：
均衡矩阵确定单元，用于根据
Figure FDA0003032390130000022
计算均衡矩阵G，其中，Λ表示对角矩阵，
Figure FDA0003032390130000023
表示信道信号的方差，
Figure FDA0003032390130000024
表示噪声估计的方差，I表示单位矩阵；
信道均衡单元，用于根据x'＝Gx对各所述分析时间窗下的信道信号进行均衡计算，其中，x表示信道均衡前的输入信号，x'表示信道均衡后的信号。
10.根据权利要求6所述的短保护间隔的多载波浅海水声通信系统，其特征在于，误码率确定模块，具体包括：
误码率确定单元，用于采用CRC校验检查各解调结果的误码率。
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