CN110504830B - 一种电感电流的重构电路以及重构方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电子技术领域，尤其是指一种电感电流的重构电路以及重构方法，包括上管重构模块以及下管电压检测模块；所述下管电压检测模块包括MOS管M1、MOS管MS3、电压检测单元以及第一控制单元；所述上管重构模块包括电容C1、开关单元第一电阻可调单元、第二电阻可调单元、电阻调节单元、第一电压电流调节单元、第二电压电流调节单元以及第二控制单元。本发明提供的一种电感电流的重构电路以及重构方法，能够在无功耗的的情况下获得电感电流对应的电压，并且可以避免匹配和噪声的问题，从而可以获得准确的结果。

Description

一种电感电流的重构电路以及重构方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤其是指一种电感电流的重构电路以及重构方法。

背景技术

电子技术应用中，一些DCDC应用情况下，需要将电感电流的形状和大小重构成电压输出，如图1，最直接的方法就是同电感L串联一个电流采样电阻Rs，通过检测电流采样电阻Rs上的电流电压来实现，但是这个电流采样电阻Rs的加入增加了功耗，所以在大电流情况下并不可取，容易导致出现大误差；而在不串联采样电流采样电阻Rs的情况下，电流的信息只能分别从图1的功率上管M2和功率下管M1分别开启的时候得到，但由于匹配和噪声问题，不能获得准确的结果。所以目前需要一种不增加功耗的电感电流重构方法。

发明内容

本发明针对现有技术的问题提供一种电感电流的重构电路以及重构方法，下管电压检测模块在PWM信号的低电平阶段输出Vsc电压，再通过电压Vsc调整上管重构模块的输出电压Vramp，使电压Vramp在PWM信号的低电平阶段无限接近电压Vsc，进而使得整个PWM信号周期内的电压Vramp无限接近电感电流所对应的电压，从而最大程度减少功耗导致的电压损耗。

为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种电感电流的重构电路，包括上管重构模块以及下管电压检测模块；所述下管电压检测模块包括MOS管M1、MOS管MS3、电压检测单元以及第一控制单元；所述上管重构模块包括电容C1、开关单元、第一电阻可调单元、第二电阻可调单元、电阻调节单元、第一电压电流调节单元、第二电压电流调节单元以及第二控制单元；所述MOS管M1的开关端与MOS管MS3的开关端串联，MOS管M1的控制端和MOS管MS3的控制端均与第一控制单元的输出端连接，向所述第一控制单元输入PWM信号，在PWM信号为低电平阶段时，第一控制单元输出高电平，此时第一控制单元闭合MOS管M1的开关端和MOS管MS3的开关端并且启动电压检测单元，电压检测单元启动后实时检测MOS管M1的开关端的电压从而获得MOS管M1的开关端的连续电压Vsc以及最低电压值Val；所述第一电阻可调单元的总电阻和第二电阻可调单元的总电阻相等且均通过电阻调节单元同步进行大小调节，第一电压电流调节单元连接有输入电压Vin，第二电压电流调节单元连接有输出电压Vout，第二控制单元的输入端连接有与第一控制单元相同的PWM信号，第一电压电流调节单元用于向第一电阻可调单元提供电压以及向电容C1提供充电电流Ipu，第二电压电流调节单元用于向第二电阻可调单元提供电压以及向电容C1提供放电电流Ipd；PWM信号为高电平阶段时，第二控制单元发送接通信号到开关单元，开关单元接收信号后导通使充电电流Ipu对电容C1充电，放电电流Ipd在PWM信号的整个周期均对电容C1放电；PWM信号为低电平阶段时，电压检测单元将连续电压Vsc反馈到第二控制单元上，第二控制单元控制电阻调节单元根据连续电压Vsc改变第一电阻可调单元和第二电阻可调单元的总电阻。

优选的，所述第一电阻可调单元包括电阻R2和MOS管MN6，所述电阻R2与MOS管MN6的开关端并联，所述第二电阻可调单元包括电阻R3和MOS管MN5，所述电阻R3与MOS管MN5的开关端并联；MOS管MN5的内阻和MOS管MN6的内阻相等；电阻调节单元包括电容C2，MOS管MN5的控制端和MOS管MN6的控制端均与电容C2的一端电连接，电容C2的另一端接地；第一电压电流调节单元的输出端经由电阻R2后接地，第二电压电流调节单元的输出端经由电阻R3后接地。

优选的，所述第一电压电流调节单元包括第一分压电路、MOS管MP1以及MOS管MP3，第一分压电路用于将输入电压Vin分压以及将电阻R2上的电流传输到MOS管MP1，输入电压Vin分压后的电压输入电阻R2，MOS管MP1的漏极和栅极均与第一分压电路的输出端电连接，MOS管MP3的栅极与MOS管MP1的栅极电连接，MOS管MP3的漏极与开关单元电连接；所述第二电压电流调节单元包括第二分压电路、MOS管MP2、MOS管MP4以及第一有源负载，第二分压电路用于将输出电压Vout分压以及将电阻R3上的电流传输到MOS管MP2，输出电压Vout分压后的电压输入电阻R3，MOS管MP2的漏极和栅极均与第一分压电路的输出端电连接，MOS管MP4的栅极与MOS管MP2的栅极电连接，MOS管MP4的漏极与第一有源负载的第一输入端电连接，放电电流Ipd输入第一有源负载的第二输入端。

优选的，所述第二控制单元包括用于控制开关单元的开和关的开关单元控制支路、用于采样电容C1上的电压与MOS管M1上的连续电压Vsc的差值的电压差采样支路以及根据电压差采样支路获得的电压差值来调整电阻调节单元上的电压的电阻调节单元控制支路。

优选的，所述下管电压检测模块还包括偏置单元，所述电压检测单元包括MOS管MP8、第二有源负载、电阻Rsc以及MOS管MN10，MOS管MP8的栅极与偏置单元的输出端电连接，MOS管MP8的漏极与MOS管MS3的漏极电连接，MOS管MP8的源极与第二有源负载的输入端电连接，第二有源负载的输出端通过电阻Rsc后接地，MOS管MN10的栅极与第一控制单元的第一输出端电连接，MOS管MN10的源极与电阻Rsc电连接，MOS管MN10的漏极为最低电压值Val的采样端，连续电压值Vsc为电阻Rsc上的电压值。

一种重构方法，其特征在于：包括以下步骤

A.元件参数确定：

第一电阻可调单元的总电阻＝第二电阻可调单元的总电阻＝R；

第一电压电流调节单元输入第一电阻可调单元的电压值为A*Vin，第二电压电流调节单元输入第二电阻可调单元的电压值为A*Vout，参数A为输入电压Vin和输出电压Vout经过分压后的分压比例；

第一电压电流调节单元输出的充电电流Ipu与第一电阻可调单元上的电流的比例为k：1，即Ipu＝k*A*Vin/R，第二电压电流调节单元输出的放电电流Ipd与第二电阻可调单元上的电流的比例为k：1，即Ipd＝k*A*Vout/R；

B.在PWM信号的上一周期的低电平阶段的最后5ns，电压检测单元采样MOS管M1的开关端的最低电压值Val，并将最低电压值Val输入电容C1的低电压端，作为电容C1上的电压的最低值；

C.PWM信号的当前周期的高电平阶段，第一控制单元断开MOS管M1的开关端，Vsc端口没有输出；放电电流Ipd对电容C1放电，第二控制单元控制开关单元接通，充电电流Ipu则为电容C1充电，电容C1上的电压由最低电压值Val开始增加，到高电平阶段结束时电容C1上的电压达到最高点；

D.PWM信号的当前周期的低电平阶段，第一控制单元闭合MOS管M1的开关端和MOS管MS3的开关端以及启动电压检测单元，MOS管MS3补偿MOS管M1的漏极与地之间的电压差，接着电压检测单元检测获得MOS管M1的连续电压Vsc并将该连续电压Vsc反馈输入第二控制单元；PWM信号的低电平阶段，第二控制单元关闭开关单元，则充电电流Ipu停止对电容C1充电，而放电电流Ipd持续对电容C1放电，到低电平阶段结束前，电容C1上的电压降到最低点Val；

E.电容C1在整个PWM信号的周期内的电压值为Vramp，第二控制单元接收来自下管电压检测模块的Vsc，并将Vsc与Vramp进行比较从而获得差值a，电阻调节单元根据差值a改变第一电阻可调单元和第二电阻可调单元的总电阻R，改变充电电流Ipu和放电电流Ipd，进而在PWM信号的低电平阶段调节Vramp使其无限接近Vsc，则在PWM信号高电平阶段的Vramp也随之调整改变，最终获得整个周期电流电感所对应的电压波形Vramp。

优选的，步骤A中，第一电阻可调单元包括MOS管MN6以及与MOS管MN6的开关端并联的电阻R2，第二电阻可调单元包括MOS管MN5以及与MOS管MN5的开关端并联的电阻R3，使电阻R2＝电阻R3＝r，MOS管MN6：MOS管MN5＝1：1，则通过改变MOS管MN6和MOS管MN5的电阻则可以改变第一电阻可调单元和第二电阻可调单元的总电阻R；使第一电压电流调节单元的MOS管MP1和MOS管MP3的电阻比例为1：k，MOS管MP1将电阻R2上的电流镜像到MOS管MP3上；选择电阻R1：电阻R4＝M：1，则Ipu＝k*(Vin/(M*r))；使第二电压电流调节单元的MOS管MP2和MOS管MP3的电阻比例为1：k，MOS管MP1将电阻R3上的电流镜像到MOS管MP4上；选择电阻R5：电阻R6＝M：1，则Ipd＝k*(Vout/(M*r))。

优选的，步骤D中，电压检测单元设置电阻Rsc以及第二有源负载，所述第二有源负载为镜像MOS对管，第二有源负载将MOS管M1上的电流镜像到电阻Rsc上，再检测电阻Rsc上的电压Vsc。

本发明的有益效果：

本发明提供的一种电感电流的重构电路以及重构方法，先由下管电压检测模块的电压检测单元检测MOS管M1的电流，再转换成电压Vsc输出反馈到上管重构模块，电阻调节单元根据电压Vsc调整第一电阻可调单元和第二电阻可调单元的总电阻，从而调整电容C1的充电电流Ipu和放电电流Ipd，从而调整电容C1的输出电压Vramp，使得电压Vramp无限接近电压Vsc，最终获得PWM信号的完整周期内的电感电流所对应的电压。该电感电流的重构检测电路以及重构方法，能够在无功耗的的情况下获得电感电流对应的电压，并且可以避免匹配和噪声的问题，从而可以获得准确的结果。

附图说明

图1为传统的电感电流的采样电路图。

图2为本发明的上管重构模块的原理图。

图3为本发明的下管电压检测模块的原理图。

图2、图4为本发明的上管重构模块的电路图。

图5为本发明的下管电压检测模块的电路图。

图6为本发明的重构方法的流程图。

图7为本发明的电压Vramp和电压Vsc调制前的波形。

在图1至图7中的附图标记包括：

1-上管重构模块，11-开关单元，12-第一电阻可调单元，13-第二电阻可调单元，14-电阻调节单元，15-第一电压电流调节单元，16-第二电压电流调节单元，17-第二控制单元，151-第一分压电路，161-第二分压电路，162-第一有源负载，171-开关单元控制支路，172-电压差采样支路，173-电阻调节单元控制支路，2-下管电压检测模块，21-电压检测单元，22-第一控制单元，23-偏置单元，24-第二有源负载。

具体实施方式

为了便于本领域技术人员的理解，下面结合实施例与附图对本发明作进一步的说明，实施方式提及的内容并非对本发明的限定。以下结合附图对本发明进行详细的描述。

本实施例提供的一种电感电流的重构电路，如图2和图3，包括上管重构模块1以及下管电压检测模块2；所述下管电压检测模块2包括MOS管M1、MOS管MS3、电压检测单元21以及第一控制单元22；所述上管重构模块1包括电容C1、开关单元11、第一电阻可调单元12、第二电阻可调单元13、电阻调节单元14、第一电压电流调节单元15、第二电压电流调节单元16以及第二控制单元17；所述MOS管M1的开关端与MOS管MS3的开关端串联，MOS管M1的控制端和MOS管MS3的控制端均与第一控制单元22的输出端连接，向所述第一控制单元22输入PWM信号，在PWM信号为低电平阶段时，第一控制单元22输出高电平，此时第一控制单元22闭合MOS管M1的开关端和MOS管MS3的开关端并且启动电压检测单元21，电压检测单元21启动后实时检测MOS管M1的开关端的电压从而获得MOS管M1的开关端的连续电压Vsc以及最低电压值Val；所述第一电阻可调单元12的总电阻和第二电阻可调单元13的总电阻相等且均通过电阻调节单元14同步进行大小调节，第一电压电流调节单元15连接有输入电压Vin，第二电压电流调节单元16连接有输出电压Vout，第二控制单元17的输入端连接有与第一控制单元22相同的PWM信号，第一电压电流调节单元15用于向第一电阻可调单元12提供电压以及向电容C1提供充电电流Ipu，第二电压电流调节单元16用于向第二电阻可调单元13提供电压以及向电容C1提供放电电流Ipd；PWM信号为高电平阶段时，第二控制单元17发送接通信号到开关单元11，开关单元11接收信号后导通使充电电流Ipu对电容C1充电，放电电流Ipd在PWM的整个周期均对电容C1放电；PWM信号为低电平阶段时，电压检测单元21将连续电压Vsc反馈到第二控制单元17上，第二控制单元17控制电阻调节单元14根据连续电压Vsc改变第一电阻可调单元12和第二电阻可调单元13的总电阻。

具体地，如图1，为现有技术中获得电感电流对应的电压最常采用的电路结构，即在与电感L串联一个采样电阻Rs，再检测电阻Rs上的电压，从而获得电感L的电流所对应的的电压。但是该方法因为电阻Rs上的功耗，所以会使得最终获得的电压有偏差。若不串联采样电阻Rs，那么只能在上管M2和下管M1分别开启的时候检测相应的电流信息，但该方法由于匹配和噪声的问题，得到的结果也不准确。所以，本实施例针对以上情况，将上管M2重构，以上管重构模块1代替上管M2，而下管M1则增加电压检测单元21，通过上管重构模块1和下管电压检测模块2的配合，获得最准确的电感电流对应的电压。

上管重构模块1以及下管电压检测模块2的工作原理如下：

首先需确定各元件的参数，第一电阻可调单元12的总电阻＝第二电阻可调单元13的总电阻＝R，第一电压电流调节单元15提供给第一电阻可调单元12的电压为A*Vin，第二电压电流调节单元16提供给第二电阻可调单元13的电压为A*Vout，并且Ipu＝k*A*Vin/R，Ipd＝k*A*Vout/R；这里的参数A指的是，输入电压Vin和输出电压Vout分别经过第一电压电流调节单元15和第二电压电流调节单元16的分压后的分压比例。

以PWM信号为控制信号，在PWM上一周期的低电平阶段结束前5ns，电压检测单元21采样MOS管M1的开关端的最低电压Val，将该最低电压Val作为电容C1的最低点电压；

在PWM信号的高电平阶段，如图2和图3，MOS管M1的开关端断开，没有电压Vsc输出；而第二控制单元17控制开关单元11接通，从而充电电流Ipu开始对电容C1充电，同时放电电流Ipd也对电容C1放电，电容C1上的电压由Val开始增加，到PWM信号的高电平阶段结束前到达最高点，在PWM信号的高电平阶段的电容C1上的电压记为Vh；

在PWM信号的低电平阶段，如图3，第一控制单元22闭合MOS管M1开关端和MOS管MS3开关端，MOS管MS3用来补偿MOS管M1的漏极与地之间的电压差，电压检测单元21检测MOS管M1的漏极与地之间的电流，再将该电流转换成电压Vsc，并将电压Vsc反馈输入到上管重构模块1的第一控制单元22；第一控制单元22在PWM信号的低电平阶段控制开关单元11关闭，则充电电流Ipu不对电容C1充电，而放电电流Ipd继续对电容C1放电，因而电容C1上的电压逐渐减少；在PWM信号的低电平阶段的电容C1上的电压记为Vl；

那么电容C1整个PWM信号的输出电压为Vramp为电压Vh和电压Vl的结合；而不同的电感，在同一个PWM信号下，电感电流对应的电压并不相同，所以电压Vramp的波形高度便也不一样，那么便需要对电压Vramp进行调整；

PWM信号的低电平阶段，第一控制单元22驱动电阻调节单元14，使电阻调节单元14根据电压Vsc调节第一电阻可调单元12和第二电阻可调单元13的总电阻，而充电电流Ipu和放电电流Ipd的大小与第一电阻可调单元12和第二电阻可调单元13的总电阻相关，因而调整了充电电流Ipu和放电电流Ipd的大小，最终调整了电容C1上的低电平阶段的电压Vl，将电压Vl调整至无限接近Vsc；而电压Vl高度改变的同时，电压Vh随之改变，最终使得整个周期的电压Vramp无限接近电感电流对应的电压值。本实施例所获得的电感电流对应的电压减少了采用采样电阻而导致的功耗，也避免了上管M2和下管M1之间的匹配和噪声问题，从而可以获得精准度高的电感电流对应的电压波形。

本实施例提供的一种电感电流的重构电路，如图2、图4和图5，所述第一电阻可调单元12包括电阻R2和MOS管MN6，所述电阻R2与MOS管MN6的开关端并联，所述第二电阻可调单元13包括电阻R3和MOS管MN5，所述电阻R3与MOS管MN5的开关端并联；MOS管MN5的内阻和MOS管MN6的内阻相等；电阻调节单元14包括电容C2，MOS管MN5的控制端和MOS管MN6的控制端均与电容C2的一端电连接，电容C2的另一端接地；第一电压电流调节单元15的输出端经由电阻R2后接地，第二电压电流调节单元16的输出端经由电阻R3后接地。所述第一电压电流调节单元15包括第一分压电路151、MOS管MP1以及MOS管MP3，第一分压电路151用于将输入电压Vin分压以及将电阻R2上的电流传输到MOS管MP1，输入电压Vin分压后的电压输入电阻R2，MOS管MP1的漏极和栅极均与第一分压电路151的输出端电连接，MOS管MP3的栅极与MOS管MP1的栅极电连接，MOS管MP3的漏极与开关单元11电连接；所述第二电压电流调节单元16包括第二分压电路161、MOS管MP2、MOS管MP4以及第一有源负载162，第二分压电路161用于将输出电压Vout分压以及将电阻R3上的电流传输到MOS管MP2，输出电压Vout分压后的电压输入电阻R3，MOS管MP2的漏极和栅极均与第一分压电路151的输出端电连接，MOS管MP4的栅极与MOS管MP2的栅极电连接，MOS管MP4的漏极与第一有源负载162的第一输入端电连接，放电电流Ipd输入第一有源负载162的第二输入端。所述第二控制单元17包括用于控制开关单元11的开和关的开关单元控制支路171、用于采样电容C1上的电压与MOS管M1上的连续电压Vsc的差值的电压差采样支路172以及根据电压差采样支路172获得的电压差值来调整电阻调节单元14上的电压的电阻调节单元控制支路173。

所述下管电压检测模块2还包括偏置单元23，所述电压检测单元21包括MOS管MP8、第二有源负载24、电阻Rsc以及MOS管MN10，MOS管MP8的栅极与偏置单元23的输出端电连接，MOS管MP8的漏极与MOS管MS3的漏极电连接，MOS管MP8的源极与第二有源负载24的输入端电连接，第二有源负载24的输出端通过电阻Rsc后接地，MOS管MN10的栅极与第一控制单元22的第一输出端电连接，MOS管MN10的源极与电阻Rsc电连接，MOS管MN10的漏极为最低电压值Val的采样端，连续电压值Vsc为电阻Rsc上的电压值。

具体地，结合图2、图4和图5，本实施例的上管重构模块1和下管电压检测模块2的电路原理为：

电阻R1和电阻R4将输入电压Vin分压后输入电阻R2，电阻R5和电阻R6将输出电压Vout分压后输入电阻R3，MOS管MP1将电阻R2上的电流镜像到MOS管MP3上，获得充电电流Ipu，MOS管MP2将电阻R3上的电流镜像到MOS管MP4上，接着MOS管MN3再将MOS管MP4的电流镜像到MOS管MN4上，获得放电电流Ipd，第一有源负载162为MOS管MN3和MOS管MN4；在PWM信号的高电平阶段，充电电流Ipu对电容C1充电，同时放电电流Ipd对电容C1放电，从而电容C1的电压逐渐增加，其电压在高电平阶段为Vh，在PWM信号的低电平阶段，结合图2、图4，PWM信号为低电平时，关闭MOS管MP5，因而充电电流Ipu不对电容C1充电，而放电电流Ipd继续对电容C1放电，该阶段电容C1的电压为Vl；

PWM为低电平时，结合图5，第二有源负载24为MOS管MP9和MOS管MP10，MOS管M1和MOS管MS3开启，此时控制三极管Q1和三极管Q2的发射极电压相等，MOS管M1的漏极电压记为sw，则sw与地之间的电压差由流过MOS管MS3的电流来补偿，并且通过MOS管MP9镜像到MOS管MP10上，即将sw的电流镜像到电阻Rsc上，那么检测到的电阻Rsc上的电压Vsc就与sw的电感电流相对应，其中的MOS管MP8处于放大阶段，用于放大SW与地之间的电压差，从而可以减少噪声的影响；再通过控制MOS管MN10在PWM的低电平阶段结束前5ns时开启，检测到的电压值Val作为最低点电压值；

接着将电压Val和电压Vsc反馈到上管重构模块1中，低电平时，在电路中设置100ns的延时，并且产生50ns的脉冲，在这50ns中，通过放大器X1采样电压Vsc和电压Vramp的差值，即图7中的阴影面积，并且该差值积分，再通过积分后的差值改变电容C2上的电压，从而调整MOS管MN6和MOS管MN5的阻值，从而改变电阻R2和电阻R3上的电流，达到改变充电电流Ipu和放电电流Ipd的大小的目的，再通过改变的充电电流Ipu和放电电流Ipd改变电容C1在低电平阶段的电压Vl，使电压V1无限接近电压Vsc，而电压V1改变，电压Vh则会随之改变，最终达到调整Vramp的目的，获得一个无限接近电感电流对应的电压波形的电压Vramp，有效避免了功耗以及噪声的影响。

本实施例提供的一种电感电流的重构方法，如图6，包括以下步骤：

A.元件参数确定：

第一电阻可调单元12的总电阻＝第二电阻可调单元13的总电阻＝R；

第一电压电流调节单元15输入第一电阻可调单元12的电压值为A*Vin，第二电压电流调节单元16输入第二电阻可调单元13的电压值为A*Vout，参数A为输入电压Vin和输出电压Vout经过分压后的分压比例；

第一电压电流调节单元15输出的充电电流Ipu与第一电阻可调单元12上的电流的比例为k：1，即Ipu＝k*A*Vin/R，第二电压电流调节单元16输出的放电电流Ipd与第二电阻可调单元13上的电流的比例为k：1，即Ipd＝k*A*Vout/R；

B.在PWM信号的上一周期的低电平阶段的最后5ns，电压检测单元21采样MOS管M1的开关端的最低电压值Val，并将最低电压值Val输入电容C1的低电压端，作为电容C1上的电压的最低值；

C.PWM信号的当前周期的高电平阶段，第一控制单元22断开MOS管M1，Vsc端口没有输出；放电电流Ipd对电容C1放电，第二控制单元17控制开关单元11接通，充电电流Ipu则为电容C1充电，电容C1上的电压由最低电压值Val开始增加，到高电平阶段结束时电容C1上的电压达到最高点；

D.PWM信号的当前周期的低电平阶段，第一控制单元22闭合MOS管M1的开关端和MOS管MS3的开关端以及启动电压检测单元21，MOS管MS3补偿MOS管M1的漏极与地之间的电压差，接着电压检测单元21检测获得MOS管M1的连续电压Vsc，并将该连续电压Vsc反馈输入第二控制单元17；PWM信号的低电平阶段，第二控制单元17关闭开关单元11，则充电电流Ipu停止对电容C1充电，而放电电流Ipd持续对电容C1放电，到低电平阶段结束前，电容C1上的电压降到最低点Val；

E.电容C1在整个PWM信号的周期内的电压值为Vramp，第二控制单元17接收来自下管电压检测模块2的Vsc，并将Vsc与Vramp进行比较从而获得差值a，电阻调节单元14根据差值a改变第一电阻可调单元12和第二电阻可调单元13的总电阻R，改变充电电流Ipu和放电电流Ipd，进而在PWM信号的低电平阶段调节Vramp使其无限接近Vsc，则在PWM信号的高电平阶段的Vramp也随之调整改变，最终获得整个周期电流电感所对应的电压波形Vramp。

步骤A中，第一电阻可调单元12包括MOS管MN6以及与MOS管MN6的开关端并联的电阻R2，第二电阻可调单元13包括MOS管MN5以及与MOS管MN5的开关端并联的电阻R3，使电阻R2＝电阻R3＝r，MOS管MN6：MOS管MN5＝1：1，则通过改变，MOS管MN6和MOS管MN5的电阻则可以改变第一电阻可调单元12和第二电阻可调单元13的总电阻R；

使第一电压电流调节单元15的MOS管MP1和MOS管MP3的电阻比例为1：k，MOS管MP1将电阻R2上的电流镜像到MOS管MP3上；选择电阻R1：电阻R4＝M：1，则Ipu＝k*(Vin/(M*r))；

使第二电压电流调节单元16的MOS管MP2和MOS管MP3的电阻比例为1：k，MOS管MP1将电阻R3上的电流镜像到MOS管MP4上；选择电阻R5：电阻R6＝M：1，则Ipd＝k*(Vout/(M*r))。

步骤D中，电压检测单元21设置电阻Rsc以及第二有源负载24，所述第二有源负载24为镜像MOS对管，第二有源负载24将MOS管M1上的电流镜像到电阻Rsc上，再检测电阻Rsc上的电压Vsc。

具体地，该重构方法的具体原理，结合图2-图6，说明如下：

首先，元件参数确定：R2＝R3＝r，R1/R4＝R5/R6＝M，MP1:MP3＝MP2:MP4＝1:k，MN6:MN5＝1:1，MN3:MN4＝1:1，MP9:MP10＝1:1。

电阻R1和电阻R4将输入电压Vin分压后输入电阻R2，则电阻R2上的电压为Vin/M，电阻R5和电阻R6将输出电压Vout分压后输入电阻R3，则电阻R3上的电压为Vout/M，比值M能够让MOS管MN5和MOS管MN6工作在线性区，从而可以通过改变MOS管MN5和MOS管MN6的栅极电压来改变MOS管MN5和MOS管MN6的阻值；MOS管MP1将电阻R2上的电流镜像到MOS管MP3上，即可以得出充电电流Ipu＝k*(Vin/(M*r))，同样的，MOS管MP2将电阻R3上的电流镜像到MOS管MP4上，接着MOS管MN3再将MOS管MP4的电流镜像到MOS管MN4上，可以得出放电电流Ipd＝k*(Vout/(M*r))；

充电电流Ipu在PWM信号的高电平阶段对电容C1充电，高电平时间为Ton，放电电流Ipd在整个PWM信号的周期内持续对电容C1放电，周期为T，因而可以得出Ipu*Ton＝Ipd*T，即

k*(Vin/(M*r))*Ton＝k*(Vout/(M*r))*T (1)

等式(1)两边略去相同项可以得到Vin*Ton＝Vout*T，即D＝Vin/Vout＝Ton/T。

而图1中，电感上的电流变化的公式为：

((Vin-Vout)/L*)Ton＝(Vout/L)*T (2)

等式(2)两边略去相同项可以得到Vin*Ton＝Vout*T，即D＝Vin/Vout＝Ton/T。

等式(1)和(2)最终获得的结果都是一样，且刚好是PWM信号的一个占空比的比例，也就是说在一个周期内电容C1上的电荷总量的变化为0，这个和电感上电流在一个周期内的变化相似，所以电压Vramp很好的拟合了占空比。但是在实际应用中，由于电感的不同，在同一个占空比下，电感电流的波形斜率和幅度都会不一样，所以最终需要的Vramp的高度也就不一样。

如图7，为电压Vsc和电压Vramp之间的关系，在一个周期中，高电平阶段，电压Vramp从最低值Val开始上升，在低电平阶段下降，最终回到最低值Val，电感电流的波形也是在一个周期的最后回到起点。

而电压Vsc是检测MOS管M1开启时的电感电流对应的电压，由于sw与地之间的电压差由流过MOS管MS3的电流补偿，并且将sw的电流镜像到电阻Rsc上，那么获得的电压Vsc就与电感电流相对应；

结合等式(1)和等式(2)，可以得到：

k/(M*r)＝1/L (3)；

等式(3)说明，在电感L变化的情况下，只要改变r，便可达到改变电压Vramp的目的。r为电阻R2和电阻R3的阻值，结合图2、图4，采用MOS管MN6和电阻R2并联，MOS管MN5和电阻R3并联的方式，控制MOS管MN6和MOS管MN5工作在线性区，则MOS管MN6和MOS管MN5的电阻便都由栅极和源极之间的电压Vgs来控制，当检测到电压Vsc和电压Vramp之间的差时，通过改变电容C2的电压，即改变MOS管MN6和MOS管MN5的Vgs，从而改变了MOS管MN6和MOS管MN5的阻值，进而同比例地调整了电阻R2和电阻R3的阻值，也即是电阻R2和电阻R3上的电流值，最终改变充电电流Ipu和放电电流Ipd的电流值，达到改变电容C1的电压的目的，即改变电压Vramp，使得电压Vramp无限接近电压Vsc，最终获得一个完整周期内的电感电流所对应的电压Vramp。

该电感电流的重构方法，相较于图1中利用采样电阻Rs的方法，可以有效避免了电压功耗，而将上管M2重构为上管重构模块1，可以避免了上管M2和下管M1的匹配以及噪声影响问题，从而获得一个最精准的电感电流对应的电压Vramp。

以上所述，仅是本发明较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明以较佳实施例公开如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当利用上述揭示的技术内容作出些许变更或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明技术是指对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均属于本发明技术方案的范围内。

Claims (8)

1.一种电感电流的重构电路，其特征在于：包括上管重构模块以及下管电压检测模块；所述下管电压检测模块包括MOS管M1、MOS管MS3、电压检测单元以及第一控制单元；所述上管重构模块包括电容C1、开关单元、第一电阻可调单元、第二电阻可调单元、电阻调节单元、第一电压电流调节单元、第二电压电流调节单元以及第二控制单元；

所述MOS管M1的开关端与MOS管MS3的开关端串联，MOS管M1的控制端和MOS管MS3的控制端均与第一控制单元的输出端连接，向所述第一控制单元输入PWM信号，在PWM信号为低电平阶段时，第一控制单元输出高电平，此时第一控制单元闭合MOS管M1的开关端和MOS管MS3的开关端并且启动电压检测单元，电压检测单元启动后实时检测MOS管M1的开关端的电压从而获得MOS管M1的开关端的连续电压Vsc以及最低电压值Val；

所述第一电阻可调单元的总电阻和第二电阻可调单元的总电阻相等且均通过电阻调节单元同步进行大小调节，第一电压电流调节单元连接有输入电压Vin，第二电压电流调节单元连接有输出电压Vout，第二控制单元的输入端连接有与第一控制单元相同的PWM信号，第一电压电流调节单元用于向第一电阻可调单元提供电压以及向电容C1提供充电电流Ipu，第二电压电流调节单元用于向第二电阻可调单元提供电压以及向电容C1提供放电电流Ipd；

PWM信号为高电平阶段时，第二控制单元发送接通信号到开关单元，开关单元接收信号后导通使充电电流Ipu对电容C1充电，放电电流Ipd在PWM信号的整个周期均对电容C1放电；PWM信号为低电平阶段时，电压检测单元将连续电压Vsc反馈到第二控制单元上，第二控制单元控制电阻调节单元根据连续电压Vsc改变第一电阻可调单元和第二电阻可调单元的总电阻。

2.根据权利要求1所述一种电感电流的重构电路，其特征在于：所述第一电阻可调单元包括电阻R2和MOS管MN6，所述电阻R2与MOS管MN6的开关端并联，所述第二电阻可调单元包括电阻R3和MOS管MN5，所述电阻R3与MOS管MN5的开关端并联；MOS管MN5的内阻和MOS管MN6的内阻相等；

电阻调节单元包括电容C2，MOS管MN5的控制端和MOS管MN6的控制端均与电容C2的一端电连接，电容C2的另一端接地；

第一电压电流调节单元的输出端经由电阻R2后接地，第二电压电流调节单元的输出端经由电阻R3后接地。

3.根据权利要求2所述一种电感电流的重构电路，其特征在于：所述第一电压电流调节单元包括第一分压电路、MOS管MP1以及MOS管MP3，第一分压电路用于将输入电压Vin分压以及将电阻R2上的电流传输到MOS管MP1，输入电压Vin分压后的电压输入电阻R2，MOS管MP1的漏极和栅极均与第一分压电路的输出端电连接，MOS管MP3的栅极与MOS管MP1的栅极电连接，MOS管MP3的漏极与开关单元电连接；

所述第二电压电流调节单元包括第二分压电路、MOS管MP2、MOS管MP4以及第一有源负载，第二分压电路用于将输出电压Vout分压以及将电阻R3上的电流传输到MOS管MP2，输出电压Vout分压后的电压输入电阻R3，MOS管MP2的漏极和栅极均与第一分压电路的输出端电连接，MOS管MP4的栅极与MOS管MP2的栅极电连接，MOS管MP4的漏极与第一有源负载的第一输入端电连接，放电电流Ipd输入第一有源负载的第二输入端。

4.根据权利要求1所述一种电感电流的重构电路，其特征在于：所述第二控制单元包括用于控制开关单元的开和关的开关单元控制支路、用于采样电容C1上的电压与MOS管M1上的连续电压Vsc的差值的电压差采样支路以及根据电压差采样支路获得的电压差值来调整电阻调节单元上的电压的电阻调节单元控制支路。

5.根据权利要求1所述一种电感电流的重构电路，其特征在于：所述下管电压检测模块还包括偏置单元，所述电压检测单元包括MOS管MP8、第二有源负载、电阻Rsc以及MOS管MN10，MOS管MP8的栅极与偏置单元的输出端电连接，MOS管MP8的漏极与MOS管MS3的漏极电连接，MOS管MP8的源极与第二有源负载的输入端电连接，第二有源负载的输出端通过电阻Rsc后接地，MOS管MN10的栅极与第一控制单元的第一输出端电连接，MOS管MN10的源极与电阻Rsc电连接，MOS管MN10的漏极为最低电压值Val的采样端，连续电压值Vsc为电阻Rsc上的电压值。

6.一种基于权利要求1所述的一种电感电流的重构电路的重构方法，其特征在于：包括以下步骤

A.元件参数确定：

第一电阻可调单元的总电阻＝第二电阻可调单元的总电阻＝R；

第一电压电流调节单元输入第一电阻可调单元的电压值为A*Vin，第二电压电流调节单元输入第二电阻可调单元的电压值为A*Vout，参数A为输入电压Vin和输出电压Vout经过分压后的分压比例；

第一电压电流调节单元输出的充电电流Ipu与第一电阻可调单元上的电流的比例为k：1，即Ipu＝k*A*Vin/R，第二电压电流调节单元输出的放电电流Ipd与第二电阻可调单元上的电流的比例为k：1，即Ipd＝k*A*Vout/R；

B.在PWM信号的上一周期的低电平阶段的最后5ns，电压检测单元采样MOS管M1的开关端的最低电压值Val，并将最低电压值Val输入电容C1的低电压端，作为电容C1上的电压的最低值；

C.PWM信号的当前周期的高电平阶段，第一控制单元断开MOS管M1的开关端，Vsc端口没有输出；放电电流Ipd对电容C1放电，第二控制单元控制开关单元接通，充电电流Ipu则为电容C1充电，电容C1上的电压由最低电压值Val开始增加，到高电平阶段结束时电容C1上的电压达到最高点；

D.PWM信号的当前周期的低电平阶段，第一控制单元闭合MOS管M1的开关端和MOS管MS3的开关端以及启动电压检测单元，MOS管MS3补偿MOS管M1的漏极与地之间的电压差，接着电压检测单元检测获得MOS管M1的连续电压Vsc并将该连续电压Vsc反馈输入第二控制单元；PWM信号的低电平阶段，第二控制单元关闭开关单元，则充电电流Ipu停止对电容C1充电，而放电电流Ipd持续对电容C1放电，到低电平阶段结束前，电容C1上的电压降到最低点Val；

E.电容C1在整个PWM信号的周期内的电压值为Vramp，第二控制单元接收来自下管电压检测模块的Vsc，并将Vsc与Vramp进行比较从而获得差值a，电阻调节单元根据差值a改变第一电阻可调单元和第二电阻可调单元的总电阻R，改变充电电流Ipu和放电电流Ipd，进而在PWM信号的低电平阶段调节Vramp使其无限接近Vsc，则在PWM信号高电平阶段的Vramp也随之调整改变，最终获得整个周期电流电感所对应的电压波形Vramp。

7.根据权利要求6所述的一种重构方法，其特征在于：步骤A中，第一电阻可调单元包括MOS管MN6以及与MOS管MN6的开关端并联的电阻R2，第二电阻可调单元包括MOS管MN5以及与MOS管MN5的开关端并联的电阻R3，使电阻R2＝电阻R3＝r，MOS管MN6：MOS管MN5＝1：1，则通过改变MOS管MN6和MOS管MN5的电阻则可以改变第一电阻可调单元和第二电阻可调单元的总电阻R；

使第一电压电流调节单元的MOS管MP1和MOS管MP3的电阻比例为1：k，MOS管MP1将电阻R2上的电流镜像到MOS管MP3上；选择电阻R1：电阻R4＝M：1，则Ipu＝k*(Vin/(M*r))；

使第二电压电流调节单元的MOS管MP2和MOS管MP3的电阻比例为1：k，MOS管MP1将电阻R3上的电流镜像到MOS管MP4上；选择电阻R5：电阻R6＝M：1，则Ipd＝k*(Vout/(M*r))。

8.根据权利要求7所述的一种重构方法，其特征在于：步骤D中，电压检测单元设置电阻Rsc以及第二有源负载，所述第二有源负载为镜像MOS对管，第二有源负载将MOS管M1上的电流镜像到电阻Rsc上，再检测电阻Rsc上的电压Vsc。

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