CN110474548A - 一种基于高频脉冲的逆变变流电路及其控制方法 - Google Patents

一种基于高频脉冲的逆变变流电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于高频脉冲的逆变变流电路及其控制方法，该电路包括用于产生高频等辐等宽的前级高频功率脉冲发生电路和用于产生SPWM波形的的后级单相H桥逆变电路，该高频功率脉冲发生电路的输出端连接后级单相H桥逆变电路的输入端。该方法为根据所需正弦波输出频率、幅值和半个周期内的SPWM脉冲数，计算出SPWM波形中各段SPWM脉冲的宽度和间隔；通过保证在各段SPWM脉冲的宽度内具有整数个高频脉冲组成的高频脉冲串，且开关管每次切换的时间比该高频脉冲串的第一个高频脉冲导通时间超前，比最后一个高频脉冲导通时间滞后，实现开关管的零电压开通和关断。

Description

一种基于高频脉冲的逆变变流电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种基于高频脉冲的逆变变流电路及其控制方法。
背景技术
由于化石能源的开采和汽车、工业废气带来全球气候变暖以及大气污染问题，寻找干净的清洁能源、可再生能源来代替传统的化石能源迫在眉睫。对于两种发展潜力较大的新能源：太阳能和氢能，人们通过光伏发电和燃料电池发电来得到可供人们直接使用的能源。在生产实际中，有很多市面上提供的电源就如刚才提到的光伏电池、燃料电池等，它们都是低压直流输出，但我们生活中大多数用电设备所需要的供电方式都为交流供电，因此我们需要把低压直流输入逆变为用电设备所需的交流电输出(比如常用的220VAC)。传统的逆变电路主要工作方式是，输入直流电压，通过逆变产生的等幅而不等宽脉冲(PWM波)组成的正弦包络输出电压。SPWM技术运用到传统的逆变技术中使得逆变器的性能得到了大大的提高。随着科技的飞速发展，提高PWM逆变器开关频率能够减小交流变换器的体积重量，但也还存在一些问题，比如电磁干扰的增大，开关损耗的增加。尽管现在已经有PWM软开关逆变技术的相关研究，但一般需要额外的辅助电路来实现，控制复杂，因此，寻找更加简便的生成方法使得得到相应的输出效果变得更有意义。
发明内容
本发明提供了一种基于高频脉冲的逆变变流电路及其控制方法，其克服了背景技术中所述的现有技术的不足。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
一种基于高频脉冲的逆变变流电路，它包括用于产生高频等辐等宽的前级高频功率脉冲发生电路和用于产生SPWM波形的的后级单相H桥逆变电路，该高频功率脉冲发生电路的输出端连接后级单相H桥逆变电路的输入端。
一实施例之中：基于高频脉冲的逆变变流电路，其特征在于：该前级高频功率脉冲发生电路包括输入级开关电容模块，该输入级开关电容模块包括开关S1、二极管D1及电容C1，该开关S1的漏极、二极管D1的阳极与输入电源正极连接并形成该输入级开关电容模块的一个输入共点；该电容C1与该二极管D1的阴极连接并形成该输入级开关电容模块的第二输出共点，该电容C1与开关S1的源极连接并形成该输入级开关电容模块的第三输出共点；
该前级高频功率脉冲发生电路还包括一谐振电感、开关S4和开关S5，该谐振电感一端能与该输入级开关电容模块的第三输出共点连接；该谐振电感的另一端与开关S5的漏极连接；该开关S5的源极与输入电源负极连接；该开关S4的漏极能与输入级开关电容模块的第二输出共点连接；
该开关S4的源极与开关S5的源极与后级单相H桥逆变电路的输入端连接。
一实施例之中：该前级高频功率脉冲发生电路还包括输出级开关电容模块，该输出级开关电容模块包括开关S3，二极管D5，电容C3及二极管D4；
该开关S3的漏极形成该输出级开关电容模块的第二输入共点且能与该输入级开关电容模块的第二输出共点连接；该开关S3的源极与二极管D4的阴极、电容C3连接并形成该输出级开关电容模块的第二输出共点；二极管D1的阳极形成该输入级开关电容模块的第一输出共点，该二极管D5的阳极形成该输出级开关电容模块的第一输入共点且能与输入级开关电容模块的第一输出共点连接；该二极管D4的阳极形成该输出级开关电容模块的第三输入共点且能与该输入级开关电容模块的第三输出共点连接，该电容C3与二极管D5的阴极连接并形成该输出级开关电容模块的第一输出共点；
该输出级开关电容模块的第一输出共点和第二输出共点分别与开关S4的漏极和谐振电感的一端连接。
一实施例之中：前级高频功率脉冲发生电路还包括至少一中间级开关电容模块，该中间级开关电容模块包括开关S2，二极管D3，电容C2及二极管D2；
该开关S2的漏极形成该中间级开关电容模块的第二输入共点并能与该输入级开关电容模块的第二输出共点连接；该开关S2的源极与二极管D2的阴极、电容C2连接并形成该中间级开关电容模块的第三输出共点；该二极管D3的阳极形成该中间级开关电容模块的第一输入共点和第一输出共点并能与该输入级开关电容模块的第一输出共点和输出级开关电容模块的第一输入共点连接；该电容C2与二极管 D3的阴极连接并形成该中间级开关电容模块的第二输出共点与该输出级开关电容模块的第二输入共点连接；该二极管D2的阳极形成该中间级开关电容模块的第三输入共点并与该输入级开关电容模块的第三输出共点连接。
一实施例之中：包括多个中间级开关电容模块，该多个中间级开关电容模块形成前后级联。
一实施例之中：该后级单相H桥逆变电路包括开关S6，开关S7、开关S8、开关S9及负载，该开关S6的漏极与开关S4的源极连接；该开关S6的源极与开关S7的漏极连接；该开关S7的源极与输入电源负极连接；该开关S8的漏极与开关S4的源极连接；该开关S8的源极与开关S9的漏极连接；该开关S9的源极与输入电源负极连接。
如上述一种基于高频脉冲的逆变变流电路的控制方法，根据所需正弦波输出频率、幅值和半个周期内的SPWM脉冲数，计算出SPWM波形中各段SPWM脉冲的宽度和间隔；通过保证在各段SPWM脉冲的宽度内具有整数个高频脉冲组成的高频脉冲串，且开关管S6、S7、S8、S9每次切换的时间比该高频脉冲串的第一个高频脉冲导通时间超前，比最后一个高频脉冲导通时间滞后，实现开关管S6、S7、S8、 S9的零电压开通和关断。
上述一种基于高频脉冲的逆变变流电路的控制方法是：根据所需正弦波输出频率、幅值和半个周期内的SPWM脉冲数，计算出SPWM波形中各段SPWM脉冲的宽度和间隔；通过保证在各段SPWM脉冲的宽度内具有整数个高频脉冲组成的高频脉冲串，且第开关管S6、S7、S8、S9每次导通的开通时间比该高频脉冲串的个高频脉冲时间超前，比最后一个高频脉冲导通时间滞后，实现开关管S6、S7、S8、 S9的零电压开通和关断。
一实施例之中：所述控制方法包括如下步骤：
(1)计算出每个载波周期中点的时刻值，其表达式表示为：
其中，k表示为第k个载波周期，fs表示输出正弦波的频率，N表示1/4正弦波周期内的载波个数；
(2)根据规则采样法计算出每个载波周期内对应的最小SPWM脉冲宽度，其表达式表示为:
(3)所述每个SPWM脉冲宽度比最小SPWM脉冲宽度大λ倍高频脉冲周期，其表达式表示为：
其中，fp为高频脉冲频率；
(4)通过每个SPWM脉冲宽度乘以高频脉冲频率取向上的最小整数确定每个 SPWM脉冲宽度内的高频脉冲数，其表达式表示为：
一实施例之中：取λ等于1。
本技术方案与背景技术相比，它具有如下优点：
1、本发明提出一种新型的逆变控制策略，即先通过前级高频功率脉冲发生电路产生等幅等宽的高频功率脉冲(较高频脉冲)，再通过后级单相H桥逆变电路产生的SPWM脉冲(较低频脉冲)波将高频功率脉冲逆变产生高频的脉冲波，滤波后得到所需正弦信号，实施电路前级采用基于开关电容变换器的高频功率脉冲发生电路，具有体积小、重量轻、功率密度大、易集成等优点。
2、通过本案所述的调制方式和控制方法实现后级单相H桥逆变电路中开关的零电压通断切换，减少开关损耗，提高逆变器效率。
3、根据本案所述的控制方法，后级单相H桥逆变电路产生的SPWM波形中各段PWM脉冲宽度可比传统的SPWM方法宽出一个高频脉冲的时间周期，可缓解传统 SPWM方法在输出正弦波过零点处脉冲占空比过小引起的波形畸变问题，提升逆变波形质量。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1为本实施例所述的基于高频脉冲的逆变变流电路的总体电路结构。
图2为本实施例所述的输入级开关电容模块的电路结构。
图3为本实施例所述的中间级开关电容模块的电路结构。
图4为本实施例所述的输出级开关电容模块的电路结构。
图5为前级驱动信号、流过电容的电流波形及母线上高频功率脉冲波形图。
图6为后级单相H桥逆变电路的驱动信号、输出较高频PWM脉冲波及滤波后的正弦波示意图。
图7为实现开关S8及S9零电压开断情况下较低频SPWM脉冲与较高频脉冲的时序关系示意图。
具体实施方式
请查阅图1至图4，一种基于高频脉冲的逆变变流电路，它包括用于产生高频等辐等宽的前级高频功率脉冲发生电路和用于产生SPWM波形的的后级单相H 桥逆变电路，该高频功率脉冲发生电路的输出端连接后级单相H桥逆变电路的输入端。
一实施例之中，该前级高频功率脉冲发生电路包括输入级开关电容模块，该输入级开关电容模块包括开关S1、二极管D1及电容C1，该开关S1的漏极、二极管 D1的阳极与输入电源正极连接并形成该输入级开关电容模块的一个输入共点 in11；该电容C1与该二极管D1的阴极连接并形成该输入级开关电容模块的第二输出共点out12，该电容C1与开关S1的源极连接并形成该输入级开关电容模块的第三输出共点out13；
该前级高频功率脉冲发生电路还包括一谐振电感、开关S4和开关S5，该谐振电感一端能与该输入级开关电容模块的第三输出共点out13连接；该谐振电感的另一端与开关S5的漏极连接；该开关S5的源极与输入电源负极连接；该开关S4的漏极能与输入级开关电容模块的第二输出共点out12连接；
该开关S4的源极与开关S5的源极与后级单相H桥逆变电路的输入端连接。
另一较佳实施方式中：该前级高频功率脉冲发生电路包括输入级开关电容模块和输出级开关电容模块，该输出级开关电容模块包括开关S3，二极管D5，电容 C3及二极管D4；
该开关S3的漏极形成该输出级开关电容模块的第二输入共点in32且能与该输入级开关电容模块的第二输出共点out12连接；该开关S3的源极与二极管D4的阴极、电容C3连接并形成该输出级开关电容模块的第二输出共点out32；二极管D1的阳极形成该输入级开关电容模块的第一输出共点out11，该二极管D5的阳极形成该输出级开关电容模块的第一输入共点in31且能与输入级开关电容模块的第一输出共点in11连接；该二极管D4的阳极形成该输出级开关电容模块的第三输入共点in33且能与该输入级开关电容模块的第三输出共点ou13连接，该电容C3与二极管D5的阴极连接并形成该输出级开关电容模块的第一输出共点out31；
该输出级开关电容模块的第一输出共点out31和第二输出共点out32分别与开关S4的漏极和谐振电感的一端连接。
再一较佳实施方式中，该前级高频功率脉冲发生电路包括输入级开关电容模块、至少一中间级开关电容模块和输出级开关电容模块，该中间级开关电容模块包括开关S2，二极管D3，电容C2及二极管D2；
该开关S2的漏极形成该中间级开关电容模块的第二输入共点in22并能与该输入级开关电容模块的第二输出共点out12连接；该开关S2的源极与二极管D2的阴极、电容C2连接并形成该中间级开关电容模块的第三输出共点out23；该二极管D3的阳极形成该中间级开关电容模块的第一输入共点in21和第一输出共点 out21并能与该输入级开关电容模块的第一输出共点out11和输出级开关电容模块的第一输入共点in31连接；该电容C2与二极管D3的阴极连接并形成该中间级开关电容模块的第二输出共点out22与该输出级开关电容模块的第二输入共点 in32连接；该二极管D2的阳极形成该中间级开关电容模块的第三输入共点in23 并与该输入级开关电容模块的第三输出共点out13连接。
当包括多个中间级开关电容模块时，该多个中间级开关电容模块形成前后级联。
该后级单相H桥逆变电路包括开关S6，开关S7、开关S8、开关S9及负载RL，该开关S6的漏极与开关S4的源极连接；该开关S6的源极与开关S7的漏极连接；该开关S7的源极与输入电源负极连接；该开关S8的漏极与开关S4的源极连接；该开关S8的源极与开关S9的漏极连接；该开关S9的源极与输入电源负极连接。
令该前级高频功率脉冲发生电路包括输入级开关电容模块、一中间级开关电容模块和输出级开关电容模块时，前级高频功率脉冲发生电路的开关S1、S2、S3、 S4、S5的开关频率为fp，驱动信号占空比为0.5。在一个开关周期中，前级高频功率脉冲发生电路有两种工作状态。现对工作状态说明如下，请查阅图5：
在一种状态下，开关S5打开，开关S1-S4关断，电源对电容C1、C2、C3进行并联充电并充电至Vin(Vin为电源电压)，由于谐振电感的作用，此时电容C1、C2、 C3的充电电流呈正弦型，减小了器件所承受的电流应力。此时母线(即后级单相 H桥逆变电路的输入端线)上的电压为0。
在另一种状态下，开关S1-S4打开，开关S5关断，电源以及电容C1、C2、C3进行串联放电，此时母线上电压为电源及C1、C2、C3的串联电压，为4Vin。
综上，通过控制开关S1-S5的通断，在母线上输出等辐等宽的较高频脉冲波形，再通过SPWM的控制法控制开关S6-S9，请查阅图6和图7，使后级单相H桥逆变电路产生较低频的SPWM脉冲波，并对输入至后级单相H桥逆变电路的较高频脉冲波进行整形得出较高频的脉冲波，最终对该铰高频的脉冲波形进行滤波得到精确的正弦波。
如上述一种基于高频脉冲的逆变变流电路的控制方法，根据所需正弦波输出频率、幅值和半个周期内的SPWM脉冲数，计算出SPWM波形中各段SPWM脉冲的宽度和间隔；通过保证在各段SPWM脉冲的宽度内具有整数个高频脉冲组成的高频脉冲串，且开关管S6、S7、S8、S9每次切换的时间比该高频脉冲串的个高频脉冲导通时间超前，比最后一个高频脉冲导通时间滞后，实现开关管S6、S7、S8、S9的零电压开通和关断切换。
所述控制方法包括如下步骤：
(1)计算出每个载波周期中点的时刻值，其表达式表示为：
其中，k表示为第k个载波周期，fp表示输出正弦波的频率，N表示1/4正弦波周期内的载波个数；
(2)根据规则采样法计算出每个载波周期内对应的最小SPWM脉冲宽度，其表达式表示为:
(3)所述每个SPWM脉冲宽度比最小SPWM脉冲宽度大λ倍高频脉冲周期，其表达式表示为：
其中，fp为高频脉冲频率，本实施例中，该λ取1；
(4)通过每个SPWM脉冲宽度乘以高频脉冲频率取向上的最小整数确定每个 SPWM脉冲宽度内的高频脉冲数，同时确定每个SPWM脉冲的导通宽度，其表达式表示为：
以上所述，仅为本发明较佳实施例而已，故不能依此限定本发明实施的范围，即依本发明专利范围及说明书内容所作的等效变化与修饰，皆应仍属本发明涵盖的范围内。

Claims (9)

1.一种基于高频脉冲的逆变变流电路，其特征在于：包括用于产生高频等辐等宽的前级高频功率脉冲发生电路和用于产生SPWM波形的的后级单相H桥逆变电路，该高频功率脉冲发生电路的输出端连接后级单相H桥逆变电路的输入端。
2.根据权利要求1所述的一种基于高频脉冲的逆变变流电路，其特征在于：基于高频脉冲的逆变变流电路，其特征在于：该前级高频功率脉冲发生电路包括输入级开关电容模块，该输入级开关电容模块包括开关S1、二极管D1及电容C1，该开关S1的漏极、二极管D1的阳极与输入电源正极连接并形成该输入级开关电容模块的一个输入共点；该电容C1与该二极管D1的阴极连接并形成该输入级开关电容模块的第二输出共点，该电容C1与开关S1的源极连接并形成该输入级开关电容模块的第三输出共点；
该前级高频功率脉冲发生电路还包括一谐振电感、开关S4和开关S5，该谐振电感一端能与该输入级开关电容模块的第三输出共点连接；该谐振电感的另一端与开关S5的漏极连接；该开关S5的源极与输入电源负极连接；该开关S4的漏极能与输入级开关电容模块的第二输出共点连接；
该开关S4的源极与开关S5的源极与后级单相H桥逆变电路的输入端连接。
3.根据权利要求2所述的一种基于高频脉冲的逆变变流电路，其特征在于：该前级高频功率脉冲发生电路还包括输出级开关电容模块，该输出级开关电容模块包括开关S3，二极管D5，电容C3及二极管D4；
该开关S3的漏极形成该输出级开关电容模块的第二输入共点且能与该输入级开关电容模块的第二输出共点连接；该开关S3的源极与二极管D4的阴极、电容C3连接并形成该输出级开关电容模块的第二输出共点；二极管D1的阳极形成该输入级开关电容模块的第一输出共点，该二极管D5的阳极形成该输出级开关电容模块的第一输入共点且能与输入级开关电容模块的第一输出共点连接；该二极管D4的阳极形成该输出级开关电容模块的第三输入共点且能与该输入级开关电容模块的第三输出共点连接，该电容C3与二极管D5的阴极连接并形成该输出级开关电容模块的第一输出共点；
该输出级开关电容模块的第一输出共点和第二输出共点分别与开关S4的漏极和谐振电感的一端连接。
4.根据权利要求3所述的一种基于高频脉冲的逆变变流电路，其特征在于：前级高频功率脉冲发生电路还包括至少一中间级开关电容模块，该中间级开关电容模块包括开关S2，二极管D3，电容C2及二极管D2；
该开关S2的漏极形成该中间级开关电容模块的第二输入共点并能与该输入级开关电容模块的第二输出共点连接；该开关S2的源极与二极管D2的阴极、电容C2连接并形成该中间级开关电容模块的第三输出共点；该二极管D3的阳极形成该中间级开关电容模块的第一输入共点和第一输出共点并能与该输入级开关电容模块的第一输出共点和输出级开关电容模块的第一输入共点连接；该电容C2与二极管D3的阴极连接并形成该中间级开关电容模块的第二输出共点与该输出级开关电容模块的第二输入共点连接；该二极管D2的阳极形成该中间级开关电容模块的第三输入共点并与该输入级开关电容模块的第三输出共点连接。
5.根据权利要求4所述的一种基于高频脉冲的逆变变流电路，其特征在于：包括多个中间级开关电容模块，该多个中间级开关电容模块形成前后级联。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的一种基于高频脉冲的逆变变流电路，其特征在于：该后级单相H桥逆变电路包括开关S6，开关S7、开关S8、开关S9及负载，该开关S6的漏极与开关S4的源极连接；该开关S6的源极与开关S7的漏极连接；该开关S7的源极与输入电源负极连接；该开关S8的漏极与开关S4的源极连接；该开关S8的源极与开关S9的漏极连接；该开关S9的源极与输入电源负极连接。
7.如权利要求6所述一种基于高频脉冲的逆变变流电路的控制方法，其特征在于：根据所需正弦波输出频率、幅值和半个周期内的SPWM脉冲数，计算出SPWM波形中各段SPWM脉冲的宽度和间隔；通过保证在各段SPWM脉冲的宽度内具有整数个高频脉冲组成的高频脉冲串，且开关管S6、S7、S8、S9每次切换的时间比该高频脉冲串的第一个高频脉冲导通时间超前，比最后一个高频脉冲导通时间滞后，实现开关管S6、S7、S8、S9的零电压开通和关断切换。
8.根据权利要求7所述的一种基于高频脉冲的逆变变流电路的控制方法，其特征在于：所述控制方法包括如下步骤：
(1)计算出每个载波周期中点的时刻值，其表达式表示为：
其中，k表示为第k个载波周期，fs表示输出正弦波的频率，N表示1/4正弦波周期内的载波个数；
(2)根据规则采样法计算出每个载波周期内对应的最小SPWM脉冲宽度，其表达式表示为:
(3)所述每个SPWM脉冲宽度比最小SPWM脉冲宽度大λ倍高频脉冲周期，其表达式表示为：
其中，fp为高频脉冲频率；
(4)通过每个SPWM脉冲宽度乘以高频脉冲频率取向上的最小整数确定每个SPWM脉冲宽度内的高频脉冲数，其表达式表示为：
9.根据权利要求8所述的一种基于高频脉冲的逆变变流电路的控制方法，其特征在于：取λ等于1。
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