CN110401440A - 一种基于锁相环的压电陶瓷变压器 - Google Patents

一种基于锁相环的压电陶瓷变压器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于锁相环的压电陶瓷变压器，包括直流电源（Vdc）、输入电容（Cin）、第一电容（C1）、输出电容（Cout）、第一开关管（T1）、第二开关管（T2）、第一电阻（R1）、负载电阻（RL）、变压器（N1，N2）、第一电感（L1）、锁相环（PLL）、移相器；其中锁相环（PLL）由鉴相器、环路滤波器、压控振荡器以及分频器构成；本发明提出了锁相环作为一种新方法，通过锁定PT的输入电流和PT的输入电压之间的相位来保持PT工作在谐振频率，使PT工作在其谐振频率附近，通过应用PLL，系统可以随着负载和温度的变化自动跟踪谐振频率从而消除谐振频率的改变对于PT工作效率的影响。

Description

一种基于锁相环的压电陶瓷变压器
技术领域
本发明属于变压器技术领域，具体涉及一种基于锁相环的压电陶瓷变压器。
背景技术
随着电子技术的发展，电子设备的小型化要求开关电源轻，小，薄。在传统的开关电源中，电磁变压器和电感器的限制使其难以降低其体积与重量。与传统变压器相比，压电陶瓷变压器（PTs）没有绕组和铁芯，因此可以做得很薄，这使得开关电源的轻、小、薄成为可能。
压电变压器（PT）是基于压电效应和逆压电效应的第三代电子变压器，并且在结构，原理和使用的材料方面与传统的电磁变压器完全不同。压电变压器于1957年首次由C.A.Rosen发明。其特点是结构简单，体积小，无电磁干扰，无电磁屏蔽，安全性高，效率高，能量密度高（300w / cm3 ，100kHz谐振频率）。由于数据处理设备和通信设备的发展，对小型化开关电源的需求正在增加再加上近年来功能材料的快速发展，压电变压器的发展得到了广泛的关注。
压电变压器的驱动电压的频率需要与压电变压器的谐振频率一致。然而，压电变压器的谐振频率会随负载阻抗，环境温度，元件尺寸及其误差的改变而变化。为了获得最佳工作效率，需要跟踪压电变压器的谐振频率，自动调节驱动电路的频率。
中国专利（专利号200910042386.1）公开了一种应用压电陶瓷变压器的电子镇流器，包括方波脉冲电压产生电路和压电陶瓷变压器，还包括调节变压器，调节变压器连接于方波脉冲电压产生电路输出端和压电陶瓷变压器输入端之间，通过调节变压器改变后级电压幅值和相位，调节压电陶瓷变 压器的工作压点，使整个电路工作在感性状态；所述调节变压器的初级绕组一端连接方波脉冲电压产生电路输出端，初级绕组的另一端连接压电陶瓷变压器输入端，次级绕组一端也连接压电陶瓷变压器输入端，次级绕组另一端与方波脉冲电压产生电路输出端和压电陶瓷变压器共地。此发明目的在于提出一种应用压电陶瓷变压器的电子镇流器，可以大大拓宽了压电陶瓷变压器工作在感性状态的频率范围，此发明只是拓宽了压电陶瓷变压器工作在感性状态的频率范围而不能从根本上解决压电陶瓷变压器受负载，温度和输入电压的影响。
发明内容
为解决上述背景技术中提出的问题，本发明提供了一种基于锁相环的压电陶瓷变压器，通过锁相环实现相位跟踪的方法，可以使系统工作在谐振频率附近并不受负载，温度和输入电压的影响。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种基于锁相环的压电陶瓷变压器，包括直流电源（Vdc）、输入电容（Cin）、第一电容（C1）、输出电容（Cout）、第一开关管（T1）、第二开关管（T2）、第一电阻（R1）、负载电阻（RL）、变压器（N1，N2）、第一电感（L1）、锁相环（PLL）、移相器；其中锁相环（PLL）由鉴相器、环路滤波器、压控振荡器以及分频器构成；
所述第一开关管（T1）的源极与所述第二开关管（T2）的漏极相连，第一开关管的漏极与直流电源（Vdc）的正极相连，第二开关管的源极与直流电源（Vdc）的负极相连；第一电阻（R1）、第一电容（C1）、第一电感（L1）依次串联，一端连接于第一开关管（T1）与第二开关管（T2）的中点，另一端连接于变压器（TF）的原边（N1）的一端；变压器（TF）原边的另一端与输入电容（Cin）相连，输入电容（Cin）与第一电阻（R1）、第一电容（C1）、第一电感（L1）并联；输出电容（Cout）的两端与变压器（TF）副边（N2）两端相连；负载电阻（RL）与输出电容（Cout）并联;所述锁相环（PLL）的第一接口（P1）连接于第一电阻（R1）之前，第一开关管（T1）源极和第二开关管（T2）漏极连线中点之后；锁相环（PLL）第二接口（P2）与第二开关管（T2）栅极、移相器、第一开关管（T1）栅极依次串联。
进一步的，所述第一开关管（T1）、第二开关管（T2）均为MOSFET金属-氧化物半导体场效应晶体管；所述变压器（TF）由原边绕组（N1）、副边绕组（N2）构成；所述移相器为反相器；所述第一开关管（T1）与第二开关管（T2）组成的开关电路将直流电源（Vdc）的直流信号转换为方波信号，作为压电陶瓷变压器（PT）的输入信号（VCin）；压电陶瓷变压器将电压进行变换后将电压信号输出到输出电容（Cout）和负载电阻上（RL）；锁相环（PLL）通过检测并跟踪输入电流（iL1）的频率，然后通过输出信号控制第一开关管（T1）和第二开关管（T2）的开关进而控制压电陶瓷变压器输入电压（Vcin），使输入电压与输入电流（iL1）同相；当输入电流与输出电流同相时，压电陶瓷变压器（PT）处于谐振频率状态，此时压电陶瓷变压器（PT）具有最大工作效率。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
压电变压器（PT）的需要在其谐振频率附近工作才能获得最佳性能和高效率，然后比较用于跟踪共振频率的许多不同方法，本发明提出了锁相环作为一种新方法，通过锁定PT的输入电流和PT的输入电压之间的相位来保持PT工作在谐振频率；通过应用PLL，系统可以随着负载和温度的变化自动跟踪谐振频率从而消除谐振频率的改变对于PT工作效率的影响，提供了一种在不同条件下保持PT高效工作的方法。
附图说明
图1为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的PLL结构图；
图2为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的PT等效电路图；
图3为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的ZVS理想波形图；
图4为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的PLL应用在PT的电路图；
图5为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的PLL输出信号图；
图6为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的ZVS达成波形图；
图7为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的开关的控制信号波形图；
图8为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的Simulink中的仿真模型图；
图9为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的输入电流的频率图；
图10为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的仿真开始阶段电流信号与控制信号的相位差示意图；
图11为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的仿真电路稳定后电流信号与控制信号的相位差示意图；
图12为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的Vin在开始时的波形图；
图13为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的Vin在电路稳定后的波形图；
图14为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的直流输出示意图；
图15为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的当负载等于4000Ω时输入电流频率图；
图16为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的当负载等于40000Ω时直流输出示意图；
图17为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的当电容加倍时输入电流的频率图；
图18为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的电容加倍时直流输出图；
图19 为本发明一种基于锁相环的压电陶瓷变压器的电路结构图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
一种基于锁相环的压电陶瓷变压器，包括直流电源（Vdc）、输入电容（Cin）、第一电容（C1）、输出电容（Cout）、第一开关管（T1）、第二开关管（T2）、第一电阻（R1）、负载电阻（RL）、变压器（N1，N2）、第一电感（L1）、锁相环（PLL）、移相器；其中锁相环（PLL）由鉴相器、环路滤波器、压控振荡器以及分频器构成；
所述第一开关管（T1）的源极与所述第二开关管（T2）的漏极相连，第一开关管的漏极与直流电源（Vdc）的正极相连，第二开关管的源极与直流电源（Vdc）的负极相连；第一电阻（R1）、第一电容（C1）、第一电感（L1）依次串联，一端连接于第一开关管（T1）与第二开关管（T2）的中点，另一端连接于变压器（TF）的原边（N1）的一端；变压器（TF）原边的另一端与输入电容（Cin）相连，输入电容（Cin）与第一电阻（R1）、第一电容（C1）、第一电感（L1）并联；输出电容（Cout）的两端与变压器（TF）副边（N2）两端相连；负载电阻（RL）与输出电容（Cout）并联;所述锁相环（PLL）的第一接口（P1）连接于第一电阻（R1）之前，第一开关管（T1）源极和第二开关管（T2）漏极连线中点之后；锁相环（PLL）第二接口（P2）与第二开关管（T2）栅极、移相器、第一开关管（T1）栅极依次串联。
所述第一开关管（T1）、第二开关管（T2）均为MOSFET金属-氧化物半导体场效应晶体管；所述变压器（TF）由原边绕组（N1）、副边绕组（N2）构成；所述移相器为反相器；所述第一开关管（T1）与第二开关管（T2）组成的开关电路将直流电源（Vdc）的直流信号转换为方波信号，作为压电陶瓷变压器（PT）的输入信号（VCin）；压电陶瓷变压器将电压进行变换后将电压信号输出到输出电容（Cout）和负载电阻上（RL）；锁相环（PLL）通过检测并跟踪输入电流（iL1）的频率，然后通过输出信号控制第一开关管（T1）和第二开关管（T2）的开关进而控制压电陶瓷变压器输入电压（Vcin），使输入电压与输入电流（iL1）同相；当输入电流与输出电流同相时，压电陶瓷变压器（PT）处于谐振频率状态，此时压电陶瓷变压器（PT）具有最大工作效率。
如图1所示，锁相环是一个相位负反馈系统，由三个基本模块组成：相位检测器（PD），环路滤波器（LPF）和压控振荡器（VCO）；PD的输出信号vD（t）是输入信号vi（t）和VOC输出信号vo（t）之间的相位差的函数；它通过LPF滤除高频分量和噪声，并成为VOC的控制信号vc（t）；在vc（t）的作用下，输出信号vo（t）的频率将改变并反馈到PD；可以看出，PLL是传输相位的反馈系统；系统的变量是相位，系统响应是输入和输出信号的相位，而不是它们的幅度；因此，PLL可用于跟踪PT的谐振频率。
对于PT来说，其行为可以等效为梅森等效电路模型；如果PT接近其谐振频率工作，则PT具有与高Q因数带通滤波器相同的性能。
如图2所示，输入电容Cin模拟输入端电极电容器，输出电容Cout模拟输出端电极电容器；因为PT使用压电效应来传递能量，因此L1，C1和N用于模拟声学机械共振现象；R1用于模拟机械阻尼和损耗。
半桥MOSFET T1和T2工作在相同的频率但相位相反，以确保它们不会同时导通； 此外，MOSFET的栅极信号需要有足够的死区时间来实现零电压开关（ZVS）并防止击穿事件；对于两个MOSFET，死区时间意味着当一个MOSFET打开时，另一个MOSFET必须已关闭；因此有必要为MOSFET开关设置死区时间使电路在频率跟踪期间保持ZVS；在实现ZVS之后，可以应用PLL来跟踪谐振频率；基于PT的DC-DC转换器相位控制的ZVS条件为：
（1）
在（1）中，VDD是逆变器的DC输入电压，Zin是PT等效输入阻抗，θ是PT输入电压V超前输入电流的角度，TD是死区时间，Ctotal是总等效输入电容。
如图3所示，Vin领先IL1一个小角度（接近零），这确保了PT在谐振频率附近工作；结合半桥逆变电路分析：在上侧MOSFET导通之前，PT在死区时间内流过反向电流，为逆变器输出充电至VDD，并在低端MOSFET之前接通后，PT流向正向电流将逆变器输出放电至“接地”，从而实现ZVS软切换，降低开关损耗，并且PT始终以更高的效率在谐振点附近工作；PLL可以跟踪输入信号的相位，并输出与输入信号具有相同相位和频率的信号；因此，如果IL1用作PLL的输入信号，那么使用输出信号来控制确定输入电压（Vcin）相位的MOSFET的开关，可以将PT的频率锁定在其谐振频率附近。
对于特定分析，给予PT特定参数：Cin= 4.93 nF，Cout = 1.7 nF，L1 = 4.48 mH，C1 =891 pF，R1 =4.34Ω，N = 2.21，Td =3.75μs，Vdc = 100 V； 在该电路中，谐振频率可以通过以下等式计算：
（2）
为了保证ZVS并获得最大效率，MOSFET的开关频率应接近谐振频率；所以将开关频率设置为1.05f = 83643.38 Hz；由于实现ZVS需要死区时间，因此需要调整MOSFET的控制信号，其周期（T）可以通过下面的等式计算：
（3）
死区时间Td =3.75μs，所以信号的占空比等于:
（4）
在实现ZVS之后，PLL可以应用于谐振电路。全波整流电路用于将AC转换为DC，此时使用Simulink来模拟仿真电路；PLL的输出信号是斜坡ωt，如图5所示，它需要转换为方波作为MOSFET的控制信号；当对应于PLL的输出时，切换信号的脉冲宽度为18.65％; Y轴值为1.188；因此，通过将1.188以上的值设置为0并将信号的所有正值信号的值设为1，以此获得合适的控制信号。
通过使用上述方法在PT上成功实现了ZVS，结果如图6所示上方波形为输入电压（Vin）波形，下方波形为输入电流（iL）波形；
PLL的输出为斜波信号将其转换为方波信号后可用于控制MOSFET的开关，如图7所示；深色斜波是PLL的输出; 浅色方波是T1的控制信号，深色方波是T2的控制信号。
为了观察PLL在跟踪频率中的性能，将PLL模块应用于谐振电路中，如图8所示。
由于PLL可以在仿真的开始阶段产生初始输出，因此不需要外部信号来控制MOSFET的开关；初始输出频率设置为800 Hz，谐振频率应接近83643.38 Hz，如图9所示是在负载R1 =4000Ω时PT的频率，可以看出，PT的频率正在追踪其谐振频率并稳定在其附近；如图10所示，在仿真开始阶段，通过观察PT的电流波形和MOSFET的控制信号的波形可以看出，电流和控制信号之间存在相位差。如图11所示，当PT的频率接近其谐振频率时，相位差几乎为零。PLL作用于电路时使MOSFET的控制信号保持跟踪电流的相位并减小相位差。同时，随着PT的频率接近其谐振频率，Vin的波形变得更好效果如图12（仿真开始阶段Vin）、图13（电路稳定后Vin）所示。如图14所示，当PT工作在其谐振频率时，直流输出稳定。
为了验证PLL在不同条件下的性能，改变负载（RL）和电容（C1）后再次进行仿真。如图15、图16所示，负载（RL）为40000Ω时PT的频率和DC输出的波形; 如图17、图18所示，电容倍增时PT的频率和直流输出的波形（C1）。
通过锁定PT的输入电流和PT的输入电压之间的相位来保持PT工作在谐振频率。在Simulink的仿真中，它表明PLL可以锁定PT的输入电流和PT的输入电压，使PT工作在其谐振频率附近；通过应用PLL，系统可以随着负载和温度的变化自动跟踪谐振频率从而消除谐振频率的改变对于PT工作效率的影响，提供了一种在不同条件下保持PT高效工作的方法。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点，对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明；因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内，不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (2)

1.一种基于锁相环的压电陶瓷变压器，其特征在于，包括直流电源（Vdc）、输入电容（Cin）、第一电容（C1）、输出电容（Cout）、第一开关管（T1）、第二开关管（T2）、第一电阻（R1）、负载电阻（RL）、变压器（N1，N2）、第一电感（L1）、锁相环（PLL）、移相器；其中锁相环（PLL）由鉴相器、环路滤波器、压控振荡器以及分频器构成；
所述第一开关管（T1）的源极与所述第二开关管（T2）的漏极相连，第一开关管的漏极与直流电源（Vdc）的正极相连，第二开关管的源极与直流电源（Vdc）的负极相连；第一电阻（R1）、第一电容（C1）、第一电感（L1）依次串联，一端连接于第一开关管（T1）与第二开关管（T2）的中点，另一端连接于变压器（TF）的原边（N1）的一端；变压器（TF）原边的另一端与输入电容（Cin）相连，输入电容（Cin）与第一电阻（R1）、第一电容（C1）、第一电感（L1）并联；输出电容（Cout）的两端与变压器（TF）副边（N2）两端相连；负载电阻（RL）与输出电容（Cout）并联;所述锁相环（PLL）的第一接口（P1）连接于第一电阻（R1）之前，第一开关管（T1）源极和第二开关管（T2）漏极连线中点之后；锁相环（PLL）第二接口（P2）与第二开关管（T2）栅极、移相器、第一开关管（T1）栅极依次串联。
2.根据权利要求1所述的基于锁相环的压电陶瓷变压器，其特征在于：所述第一开关管（T1）、第二开关管（T2）均为MOSFET金属-氧化物半导体场效应晶体管；所述变压器（TF）由原边绕组（N1）、副边绕组（N2）构成；所述移相器为反相器；所述第一开关管（T1）与第二开关管（T2）组成的开关电路将直流电源（Vdc）的直流信号转换为方波信号，作为压电陶瓷变压器（PT）的输入信号（VCin）；压电陶瓷变压器将电压进行变换后将电压信号输出到输出电容（Cout）和负载电阻上（RL）；锁相环（PLL）通过检测并跟踪输入电流（iL1）的频率，然后通过输出信号控制第一开关管（T1）和第二开关管（T2）的开关进而控制压电陶瓷变压器输入电压（Vcin），使输入电压与输入电流（iL1）同相；当输入电流与输出电流同相时，压电陶瓷变压器（PT）处于谐振频率状态，此时压电陶瓷变压器（PT）具有最大工作效率。
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