CN110350831A - 一种开关磁阻电机模糊自适应控制系统及方法 - Google Patents

一种开关磁阻电机模糊自适应控制系统及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种开关磁阻电机模糊自适应控制系统及方法。该系统包括模糊自适应分数阶PI控制器、PWM模块、不对称半桥驱动电路、开关磁阻电机、位置检测模块、电流检测模块、转矩计算模块和转速检测模块。方法为：将输入参数送入模糊控制器进行模糊化处理，输出的动态参数作为分数阶PI控制器的输入，对参数进行调整后输入至被控对象进行控制；将开关磁阻电机的转矩误差进行限幅计算，得到PWM输出脉冲的占空比，根据转子位置角判断各相绕组工作的区域，经过PWM直接转矩控制算法确定不对称半桥驱动电路的开关状态；通过调节各相绕组的电压控制电机工作。本发明简单可靠、鲁棒性强，实现了电机速度的合理调节，改善了系统的动态运行性能。

Description

一种开关磁阻电机模糊自适应控制系统及方法
技术领域
本发明涉及开关磁阻电机控制技术领域，特别是一种开关磁阻电机模糊自适应控制系统及方法。
背景技术
目前，开关磁阻电机的直接转矩控制控制策略中普遍使用滞环控制方法，其控制方法的特点是算法简单，应用范围广泛。但是滞环控制方法对滞环限的设计有一定的要求。如果滞环限设置的较小，转矩响应快，容易对系统造成震荡；如果滞环限设置的较大，没有达到优化转矩脉动的目的，且造成系统响应速度变慢。因此，滞环控制策略并不是最佳的选择。同时在直接瞬时转矩控制策略中具有转矩，转速双闭环，该控制策略不仅可以实现对转矩的调节还可以完成转速的调节。在控制器的选用方面，为了简单实现速度的调节，通常采用的是PID控制器作用在控制系统的速度外环中，但是其控制精度不是很高，经常出现超调过大的现象，而且抗外界干扰能力不足。
发明内容
本发明的目的在于提供一种简单可靠、鲁棒性强的开关磁阻电机模糊自适应控制系统及方法，从而实现电机速度的合理调节，改善系统的动态运行性能。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种开关磁阻电机模糊自适应控制系统，包括模糊自适应分数阶PI控制器、PWM模块、不对称半桥驱动电路、开关磁阻电机、位置检测模块、电流检测模块、转矩计算模块和转速检测模块；
所述模糊自适应分数阶PI控制器，用于对转速误差及其变化率处理，通过PI调节输出给定转矩值；
所述PWM模块，用于根据计算转矩的误差，通过电机的转子位置角判断导通区间；
所述不对称半桥驱动电路，用于通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来控制电机工作；
所述位置检测模块，用于检测电机的转子位置角；
所述电流检测模块，用于检测不对称半桥驱动电路的输出电流；
转矩计算模块，用于通过电机的转子位置角和不对称半桥驱动电路的输出电流，计算开关磁阻电机的转矩；
所述转速检测模块，用于开关磁阻电机的转速；
转速误差信号通过模糊自适应分数阶PI控制器输出给定力矩值，与转矩计算模块输出的反馈力矩值经过做差得到力矩误差信号进入PWM模块中，PWM模块输出信号经不对称半桥驱动电路的放大来驱动开关磁阻电机运行，不对称半桥驱动电路输出的信号经电流检测模块得到反馈的电流信号，开关磁阻电机的运行状态经位置检测模块得到角度信号，得到的电流、角度信号通过转矩计算模块得到反馈的力矩值，构成内环，最后开关磁阻电机运行状态经转速检测模块得到反馈的转速值，构成外环。
进一步地，所述的模糊自适应分数阶PI控制器，包括求导运算模块、模糊控制器、分数阶PI控制器和被控对象，具体如下：
误差信号分三路，一路通过求导运算模块变为误差变化率信号，误差信号第二路和误差变化率信号都做为模糊控制器的输入信号，误差信号第三路直接输入分数阶PI控制器中，同时在模糊控制器中通过设置的模糊规则进行模糊推理运算，输出动态参数△Kp和△Ki，这两个参数分别决定分数阶PI控制器模块的控制参数Kp和Ki，得到的参数Kp和Ki直接作用于被控对象，如此实现模糊自适应分数阶PI控制算法。
进一步地，所述的PWM模块，具体如下：
将开关磁阻电机的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比，根据开关磁阻电机转子位置角判断开关磁阻电机各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域，经过PWM直接转矩控制算法确定出不对称半桥驱动电路的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机的输出转矩。
一种开关磁阻电机模糊自适应控制方法，包括以下步骤：
步骤1、在模糊自适应分数阶PI控制器中，包括求导运算模块、模糊控制器、分数阶PI控制器和被控对象，分数阶PI控制器的输入参数为误差和误差的变化率，将输入参数送入求导运算模块进行求导，然后和原始输入参数同时输入模糊控制器进行模糊化处理，通过设置的模糊规则进行模糊推理运算，得到输出的动态参数，将输出的动态参数△Kp和△Ki作为分数阶PI控制器的输入，对参数进行调整，然后输入至被控对象进行控制，实现模糊自适应分数阶PI控制算法；
步骤2、将开关磁阻电机的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，并输入PWM模块中，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比，根据开关磁阻电机转子位置角判断开关磁阻电机各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域，经过PWM直接转矩控制算法确定出不对称半桥驱动电路的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机的输出转矩；
步骤3、不对称半桥驱动电路的输入端与电源相连接，输出端与各相绕组连接，通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来控制电机工作；
步骤4、不对称半桥驱动电路的输出的信号经经电流检测模块得到反馈的电流信号，开关磁阻电机的运行状态经位置检测模块得到角度信号，得到的电流、角度信号通过转矩计算模块得到反馈的力矩值，构成内环，最后开关磁阻电机运行状态经转速检测模块得到反馈的转速值，构成外环。
进一步地，步骤1所述的在模糊自适应分数阶PI控制器1中，包括求导运算模块9、模糊控制器10、分数阶PI控制器11和被控对象12，分数阶PI控制器11的输入参数为误差和误差的变化率，将输入参数送入求导运算模块9进行求导，然后和原始输入参数同时输入模糊控制器10进行模糊化处理，通过设置的模糊规则进行模糊推理运算，得到输出的动态参数，将输出的动态参数△Kp和△Ki作为分数阶PI控制器11的输入，对参数进行调整，然后输入至被控对象12进行控制，实现模糊自适应分数阶PI控制算法，具体如下：
分数阶PI控制器输出表达式为：
式中：u(t)为分数阶PI控制器的输出，Kp为比例系数；Ki积分系数，e(t)为分数阶PI控制器的输入，为积分算子，α为为积分的阶次；
其中参数的公式如下：
式中的分别为分数阶PI控制器初始值，ΔKp、ΔKi分别为对应的模糊控制器输出的动态参数；
模糊自适应分数阶PI控制器的比例系数和积分系数的表达式为：
式中ΔKp和ΔKi为模糊控制器输出的动态变化参数值，Kup和Kui是解模糊过程中所用的比例系数；
得到模糊自适应分数阶PI控制器的输出表达式为：
进一步地，步骤2所述的将开关磁阻电机4的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，并输入PWM模块2中，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比，根据开关磁阻电机4转子位置角判断开关磁阻电机4各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域，经过PWM直接转矩控制算法确定出不对称半桥驱动电路3的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机4的输出转矩，具体如下：
步骤2.1、将开关磁阻电机的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比；
步骤2.2、根据开关磁阻电机转子位置角判断开关磁阻电机各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域：
当开关磁阻电机各相绕组工作在单相导通区域时，采用“+1”和“-1”的双极性PWM控制；当转矩误差ΔT大于三角载波时，功率变换器的开关状态为“1”，此时相绕组处于正向励磁状态使得瞬时转矩快速的增加，转矩误差减小；当瞬时转矩增加，转矩误差ΔT小于三角载波，此时功率变换器状态为“-1”，相绕组处于反向退磁状态，使得瞬时转矩快速地减小，转矩误差迅速增大；这样通过施加PWM波确定开关状态，使转矩的误差得到了控制；
当开关磁阻电机各相绕组工作在以A相换B相期间时，对于即将导通相B相而言，当转矩误差ΔT大于三角载波时，为了使得即将导通相B相的瞬时转矩增大，此时B相绕组的开关状态为“+1”，从而减小转矩误差；随着B相的瞬时转矩增大，转矩误差减小，当转矩误差ΔT小于三角载波的时候，为了缓慢减小B相的转矩，这时B相绕组的开关状态为“0”，B相处于零压续流状态，此时对于即将关断相A相而言，当误差ΔT大于三角波时，此时A相的开关状态变为“+1”状态，相绕组正向励磁，增大瞬时转矩，减小转矩误差；当转误差ΔT小于三角载波时，此时A相绕组开关变为“-1”状态，相绕组反向退磁，使得瞬时转矩很快地减小，增大转矩误差；这样就在换相期间控制了转矩的误差，通过确定出相应的开关策略，达到减小转矩脉动的目的；
步骤2.3、经过PWM直接转矩控制控制算法确定出功率变换器的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机的输出转矩：
根据计算转矩的误差，并且通过电机的转子位置角θ来判断绕组工作在单相导通区间还是在换相导通区间；当工作在单相导通区间时，采用“+1”和“-1”的双极性PWM方法控制不对称半桥驱动电路，进而对各相绕组进行控制；当工作在换相导通区间时，对于即将单相导通相采用“+1”和“0”的单极性PWM控制不对称半桥驱动电路，而对于即将关断相采用“+1”和“-1”的双极性PWM控制不对称半桥驱动电路，开关信号“+1”表示上下开关管同时导通；“0”表示只有一个开关管导通；“-1”表示上下开关管同时关断。
进一步地，步骤3所述的不对称半桥驱动电路3的输入端与电源相连接，输出端与各相绕组连接，通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来控制电机工作，具体为：
不对称半桥驱动电路中，电路中开关元件的额定电压都为Us，通过调节外加电源的电压大小来改变相电流大小；由拓扑结构中绕组的连接方式知，当各绕组工作时，绕组之间不会相互干扰；每个绕组上都具有三种电压模式，第一种为正压励磁模式即上下桥臂的开关元件同时导通，绕组上的压降为正方向的电源电压Us；第二种为零压续流模式即只有一个桥臂上的开关元件导通，构成续流回路；第三种是反压退磁模式即上下桥臂中的开关元件同时关断，绕组上的压降变为负方向的电源电压。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)采用PWM算法，避免了难度较大的滞环限设计，且直接根据转矩误差的变化，通过PWM调压算法控制输出转矩，抑制转矩脉动效果好；(2)采用模糊自适应分数阶PI控制器作为速度外环，控制参数自行调整，实现了电机速度的合理调节，改善了系统的运行性能；(3)结构简单可靠，且兼备鲁棒性强、自适应强的优点。
附图说明
图1为本发明开关磁阻电机模糊自适应控制系统的结构示意图。
图2为本发明中模糊自适应分数阶PI控制器的结构示意图。
图3为本发明中功率变换电路的结构示意图。
图中，1为模糊自适应分数阶PI控制器，2为PWM模块，3为不对称半桥驱动电路，4为开关磁阻电机，5为位置检测模块，6为电流检测模块，7为转矩计算模块，8为转速检测模块，9为求导运算模块，10为模糊控制器，11为分数阶PI控制器，12为被控对象。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明。
结合图1，本发明开关磁阻电机模糊自适应控制系统是一个闭环系统，包括模糊自适应分数阶PI控制器1、PWM模块2、不对称半桥驱动电路3、开关磁阻电机电机4、位置检测模块5、电流检测模块6、转矩计算模块7和转速检测模块8，其中模糊自适应分数阶PI控制器1包括求导运算模块9、模糊控制器10、分数阶PI控制器11和被控对象12，如图2所示。
所述模糊自适应分数阶PI控制器1，用于对转速误差及其变化率处理，通过PI调节输出给定转矩值；
所述PWM模块2，用于根据计算转矩的误差，通过电机的转子位置角判断导通区间；
所述不对称半桥驱动电路3，用于通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来控制电机工作；
所述位置检测模块5，用于检测电机的转子位置角；
所述电流检测模块6，用于检测不对称半桥驱动电路3的输出电流；
转矩计算模块7，用于通过电机的转子位置角和不对称半桥驱动电路3的输出电流，计算开关磁阻电机4的转矩；
所述转速检测模块8，用于开关磁阻电机4的转速。
转速误差信号通过模糊自适应分数阶PI控制器1输出给定力矩值，与转矩计算模块7输出的反馈力矩值经过做差得到力矩误差信号进入PWM模块2中，PWM模块2输出信号经不对称半桥驱动电路3的放大来驱动开关磁阻电机4运行，不对称半桥驱动电路3输出的信号经电流检测模块6得到反馈的电流信号，开关磁阻电机4的运行状态经位置检测模块5得到角度信号，得到的电流、角度信号通过转矩计算模块7得到反馈的力矩值，构成内环，最后开关磁阻电机4运行状态经转速检测模块8得到反馈的转速值，构成外环。
进一步地，所述的模糊自适应分数阶PI控制器1，包括求导运算模块9、模糊控制器10、分数阶PI控制器11和被控对象12，具体如下：
误差信号分三路，一路通过求导运算模块9变为误差变化率信号，误差信号第二路和误差变化率信号都做为模糊控制器10的输入信号，误差信号第三路直接输入分数阶PI控制器11中，同时在模糊控制器10中通过设置的模糊规则进行模糊推理运算，输出动态参数△Kp和△Ki，这两个参数分别决定分数阶PI控制器11模块的控制参数Kp和Ki，得到的参数Kp和Ki直接作用于被控对象12，如此实现模糊自适应分数阶PI控制算法。
进一步地，所述的PWM模块2，具体如下：
将开关磁阻电机4的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比，根据开关磁阻电机4转子位置角判断开关磁阻电机4各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域，经过PWM直接转矩控制算法确定出不对称半桥驱动电路3的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机4的输出转矩。
一种开关磁阻电机模糊自适应控制方法，包括以下步骤：
步骤1、在模糊自适应分数阶PI控制器1中，包括求导运算模块9、模糊控制器10、分数阶PI控制器11和被控对象12，分数阶PI控制器11的输入参数为误差和误差的变化率，将输入参数送入求导运算模块9进行求导，然后和原始输入参数同时输入模糊控制器10进行模糊化处理，通过设置的模糊规则进行模糊推理运算，得到输出的动态参数，将输出的动态参数ΔKp和ΔKi作为分数阶PI控制器11的输入，对参数进行调整，然后输入至被控对象12进行控制，实现模糊自适应分数阶PI控制算法；
分数阶PI控制器11输出表达式为：
式中：ut为分数阶PI控制器11的输出，Kp为比例系数；Ki积分系数，et为分数阶PI控制器11的输入，Dt -α为积分算子，α为为积分的阶次；
其中参数的公式如下：
式中的分别为分数阶PI控制器初始值，ΔKp、ΔKi分别为对应的模糊控制器输出的动态参数；这样就可以通过智能模糊控制运算自动调整Kp和Ki：当Kp越大，系统反应速度快；过大的Kp会出现明显超调现象，甚至还会出现震荡现象，不利于系统的稳定运行；当Ki越大，系统消除静态误差能力越强，但是过大时会引起超调现象的发生。
对于参数积分阶次α而言，如果α取值越小，虽然会减小系统的超调量，但是系统的静态误差会增大；如果α取值越大，虽然系统的静态误差会减小，但是若α取值过大，会引起震荡现象的发生。因此，合理地调节各个参数对系统的性能有着重要的影响。
模糊控制器10设计过程要经过模糊化过程的设计、模糊规则的设计、解模糊过程的设计及控制器的输出四个步骤来实现。其中在对ΔKp和ΔKi的模糊规则对于开关磁阻电机控制系统的意义为：当误差较大时，ΔKp的取值增大，这样可以提高系统的响应速度。同时为了防止由误差突增系统出现积分过饱和现象，使得控制效果在允许的范围之内，此时ΔKi尽可能取小点的值。当误差和误差的变化率两者都中等大小时，ΔKp应该取得小一些，这样可以改善系统的超调现象。在这种工作情况下，ΔKi的取值对系统具有一定的影响，所以ΔKi的取值应该适中，才可以满足系统的要求。当误差很小时，同时增加ΔKp和ΔKi的值，这样就可以使系统具有良好的稳定性能，同时也提高了系统的抗扰动能力，防止系统出现震荡现象。
最终得到的模糊自适应分数阶PI控制器1的比例系数和积分系数的表达式：
式中ΔKp和ΔKi为模糊控制器输出的动态变化参数值，Kup和Kui是解模糊过程中所用的比例系数，这样就可以得到模糊自适应分数阶PI控制器1的输出表达式：
即速度外环中的速度调节器。
步骤2、将开关磁阻电机4的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，并输入PWM模块2中，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比，根据开关磁阻电机4转子位置角判断开关磁阻电机4各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域，经过PWM直接转矩控制算法确定出不对称半桥驱动电路3的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机4的输出转矩；
步骤2.1、将开关磁阻电机4的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比；
步骤2.2、根据开关磁阻电机4转子位置角判断开关磁阻电机4各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域：
当开关磁阻电机4各相绕组工作在单相导通区域时，采用“+1”和“-1”的双极性PWM控制；当转矩误差ΔT大于三角载波时，功率变换器的开关状态为“1”，此时相绕组处于正向励磁状态使得瞬时转矩快速的增加，转矩误差减小；当瞬时转矩增加，转矩误差ΔT小于三角载波，此时功率变换器状态为“-1”，相绕组处于反向退磁状态，使得瞬时转矩快速地减小，转矩误差迅速增大。这样通过施加PWM波合理地确定开关状态，使转矩的误差得到了合理地控制；当换相时以A相换B相为例，在换相期间，希望B相可以取代A相产生转矩。对于即将导通相B相而言，当转矩误差ΔT大于三角载波时，为了使得即将导通相B相的瞬时转矩增大，此时B相绕组的开关状态为“+1”，从而减小转矩误差。随着B相的瞬时转矩增大，转矩误差减小，当转矩误差ΔT小于三角载波的时候，为了缓慢减小B相的转矩，这时B相绕组的开关状态为“0”，B相处于零压续流状态。此时对于即将关断相A相而言，当误差ΔT大于三角波时，此时A相的开关状态变为“+1”状态，相绕组正向励磁，增大瞬时转矩，减小转矩误差；当转误差ΔT小于三角载波时，此时A相绕组开关变为“-1”状态，相绕组反向退磁，使得瞬时转矩很快地减小，增大转矩误差。这样就在换相期间合理地控制了转矩的误差。可通过确定出相应的开关策略，达到减小转矩脉动的目的。
步骤2.3、经过PWM直接转矩控制控制算法确定出功率变换器的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机4的输出转矩：
根据计算转矩的误差，并且通过电机的转子位置角θ来判断绕组工作在单相导通区间还是在换相导通区间；当工作在单相导通区间时，采用“+1”和“-1”的双极性PWM方法控制不对称半桥驱动电路，进而对各相绕组进行控制。当工作在换相导通区间时，对于即将单相导通相采用“+1”和“0”的单极性PWM控制不对称半桥驱动电路；而对于即将关断相采用“+1”和“-1”的双极性PWM控制不对称半桥驱动电路。开关信号“+1”表示上下开关管同时导通；“0”表示只有一个开关管导通；“-1”表示上下开关管同时关断。
步骤3、不对称半桥驱动电路3的输入端与电源相连接，输出端与各相绕组连接，通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来控制电机工作，具体如下：
不对称半桥驱动电路3中，电路中开关元件的额定电压都为Us，通过调节外加电源的电压大小来改变相电流大小；由拓扑结构中绕组的连接方式知，当各绕组工作时，绕组之间不会相互干扰；每个绕组上都具有三种电压模式，第一种为正压励磁模式即上下桥臂的开关元件同时导通，绕组上的压降为正方向的电源电压Us；第二种为零压续流模式即只有一个桥臂上的开关元件导通，构成续流回路；第三种是反压退磁模式即上下桥臂中的开关元件同时关断，绕组上的压降变为负方向的电源电压。
步骤4、不对称半桥驱动电路3的输出的信号经经电流检测模块6得到反馈的电流信号，开关磁阻电机4的运行状态经位置检测模块5得到角度信号，得到的电流、角度信号通过转矩计算模块7得到反馈的力矩值，构成内环，最后开关磁阻电机4运行状态经转速检测模块8得到反馈的转速值，构成外环。
功率变换器在整个开关磁阻电机调速系统中具有非常重要的地位。功率变换器的输入端与电源相连接，输出端与各相绕组连接，其可通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来影响电机工作。不同拓扑结构下的功率变换器具有不同的特点，应用场合也是各不相同的。例如：不对称半桥型拓扑下的功率变换器适合应用于大功率的场合；H桥型拓扑的功率变换电路由于电路的开关元件少，适合应用于调速要求较低的场合；而(n+1)型，电容裂相型，电容转储型的功率变换电路开关元件多，损耗大，应用这些拓扑结构的电路时增加了设计的成本，在应用方面受到限制。
本发明采用的功率变换器的拓扑类型选用三相不对称半桥拓扑结构，其主电路拓扑如图3所示。分析三相不对称半桥拓扑电路可知：(1)电路中开关元件的额定电压都为Us；(2)可通过调节外加电源的电压大小来改变相电流大小；(3)由拓扑结构中绕组的连接方式可知，当各绕组工作时，绕组之间不会相互干扰；(4)每个绕组上都具有三种电压模式，第一种为正压励磁模式即上下桥臂的开关元件同时导通，绕组上的压降为正方向的电源电压Us；第二种为零压续流模式即只有一个桥臂上的开关元件导通，构成续流回路；第三种是反压退磁模式即上下桥臂中的开关元件同时关断，绕组上的压降变为负方向的电源电压。

Claims (7)

1.一种开关磁阻电机模糊自适应控制系统，其特征在于，包括模糊自适应分数阶PI控制器(1)、PWM模块(2)、不对称半桥驱动电路(3)、开关磁阻电机(4)、位置检测模块(5)、电流检测模块(6)、转矩计算模块(7)和转速检测模块(8)；
所述模糊自适应分数阶PI控制器(1)，用于对转速误差及其变化率处理，通过PI调节输出给定转矩值；
所述PWM模块(2)，用于根据计算转矩的误差，通过电机的转子位置角判断导通区间；
所述不对称半桥驱动电路(3)，用于通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来控制电机工作；
所述位置检测模块(5)，用于检测电机的转子位置角；
所述电流检测模块(6)，用于检测不对称半桥驱动电路(3)的输出电流；
转矩计算模块(7)，用于通过电机的转子位置角和不对称半桥驱动电路(3)的输出电流，计算开关磁阻电机(4)的转矩；
所述转速检测模块(8)，用于开关磁阻电机(4)的转速；
转速误差信号通过模糊自适应分数阶PI控制器(1)输出给定力矩值，与转矩计算模块(7)输出的反馈力矩值经过做差得到力矩误差信号进入PWM模块(2)中，PWM模块(2)输出信号经不对称半桥驱动电路(3)的放大来驱动开关磁阻电机(4)运行，不对称半桥驱动电路(3)输出的信号经电流检测模块(6)得到反馈的电流信号，开关磁阻电机(4)的运行状态经位置检测模块(5)得到角度信号，得到的电流、角度信号通过转矩计算模块(7)得到反馈的力矩值，构成内环，最后开关磁阻电机(4)运行状态经转速检测模块(8)得到反馈的转速值，构成外环。
2.根据权利要求1所述的开关磁阻电机模糊自适应控制系统，其特征在于，所述的模糊自适应分数阶PI控制器(1)，包括求导运算模块(9)、模糊控制器(10)、分数阶PI控制器(11)和被控对象(12)，具体如下：
误差信号分三路，一路通过求导运算模块(9)变为误差变化率信号，误差信号第二路和误差变化率信号都做为模糊控制器(10)的输入信号，误差信号第三路直接输入分数阶PI控制器(11)中，同时在模糊控制器(10)中通过设置的模糊规则进行模糊推理运算，输出动态参数△Kp和△Ki，这两个参数分别决定分数阶PI控制器(11)模块的控制参数Kp和Ki，得到的参数Kp和Ki直接作用于被控对象(12)，如此实现模糊自适应分数阶PI控制算法。
3.根据权利要求1所述的开关磁阻电机模糊自适应控制系统，其特征在于，所述的PWM模块(2)，具体如下：
将开关磁阻电机(4)的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比，根据开关磁阻电机(4)转子位置角判断开关磁阻电机(4)各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域，经过PWM直接转矩控制算法确定出不对称半桥驱动电路(3)的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机(4)的输出转矩。
4.一种开关磁阻电机模糊自适应控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、在模糊自适应分数阶PI控制器(1)中，包括求导运算模块(9)、模糊控制器(10)、分数阶PI控制器(11)和被控对象(12)，分数阶PI控制器(11)的输入参数为误差和误差的变化率，将输入参数送入求导运算模块(9)进行求导，然后和原始输入参数同时输入模糊控制器(10)进行模糊化处理，通过设置的模糊规则进行模糊推理运算，得到输出的动态参数，将输出的动态参数△Kp和△Ki作为分数阶PI控制器(11)的输入，对参数进行调整，然后输入至被控对象(12)进行控制，实现模糊自适应分数阶PI控制算法；
步骤2、将开关磁阻电机(4)的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，并输入PWM模块(2)中，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比，根据开关磁阻电机(4)转子位置角判断开关磁阻电机(4)各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域，经过PWM直接转矩控制算法确定出不对称半桥驱动电路(3)的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机(4)的输出转矩；
步骤3、不对称半桥驱动电路(3)的输入端与电源相连接，输出端与各相绕组连接，通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来控制电机工作；
步骤4、不对称半桥驱动电路(3)的输出的信号经经电流检测模块(6)得到反馈的电流信号，开关磁阻电机(4)的运行状态经位置检测模块(5)得到角度信号，得到的电流、角度信号通过转矩计算模块(7)得到反馈的力矩值，构成内环，最后开关磁阻电机(4)运行状态经转速检测模块(8)得到反馈的转速值，构成外环。
5.根据权利要求4所述的开关磁阻电机模糊自适应控制方法，其特征在于，步骤1所述的在模糊自适应分数阶PI控制器(1)中，包括求导运算模块(9)、模糊控制器(10)、分数阶PI控制器(11)和被控对象(12)，分数阶PI控制器(11)的输入参数为误差和误差的变化率，将输入参数送入求导运算模块(9)进行求导，然后和原始输入参数同时输入模糊控制器(10)进行模糊化处理，通过设置的模糊规则进行模糊推理运算，得到输出的动态参数，将输出的动态参数△Kp和△Ki作为分数阶PI控制器(11)的输入，对参数进行调整，然后输入至被控对象(12)进行控制，实现模糊自适应分数阶PI控制算法，具体如下：
分数阶PI控制器(11)输出表达式为：
式中：u(t)为分数阶PI控制器(11)的输出，Kp为比例系数；Ki积分系数，e(t)为分数阶PI控制器(11)的输入，Dt -α为积分算子，α为为积分的阶次；
其中参数的公式如下：
式中的分别为分数阶PI控制器初始值，ΔKp、ΔKi分别为对应的模糊控制器输出的动态参数；
模糊自适应分数阶PI控制器(1)的比例系数和积分系数的表达式为：
式中ΔKp和ΔKi为模糊控制器输出的动态变化参数值，Kup和Kui是解模糊过程中所用的比例系数；
得到模糊自适应分数阶PI控制器(1)的输出表达式为：
6.根据权利要求4所述的开关磁阻电机模糊自适应控制方法，其特征在于，步骤2所述的将开关磁阻电机(4)的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，并输入PWM模块(2)中，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比，根据开关磁阻电机(4)转子位置角判断开关磁阻电机(4)各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域，经过PWM直接转矩控制算法确定出不对称半桥驱动电路(3)的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机(4)的输出转矩，具体如下：
步骤2.1、将开关磁阻电机(4)的瞬时转矩与给定转矩进行比较并求取转矩误差，经限幅计算得到PWM输出脉冲的占空比；
步骤2.2、根据开关磁阻电机(4)转子位置角判断开关磁阻电机(4)各相绕组工作在单相导通区域还是换相导通区域：
当开关磁阻电机(4)各相绕组工作在单相导通区域时，采用“+1”和“-1”的双极性PWM控制；当转矩误差△T大于三角载波时，功率变换器的开关状态为“1”，此时相绕组处于正向励磁状态使得瞬时转矩快速的增加，转矩误差减小；当瞬时转矩增加，转矩误差△T小于三角载波，此时功率变换器状态为“-1”，相绕组处于反向退磁状态，使得瞬时转矩快速地减小，转矩误差迅速增大；这样通过施加PWM波确定开关状态，使转矩的误差得到了控制；
当开关磁阻电机(4)各相绕组工作在以A相换B相期间时，对于即将导通相B相而言，当转矩误差△T大于三角载波时，为了使得即将导通相B相的瞬时转矩增大，此时B相绕组的开关状态为“+1”，从而减小转矩误差；随着B相的瞬时转矩增大，转矩误差减小，当转矩误差△T小于三角载波的时候，为了缓慢减小B相的转矩，这时B相绕组的开关状态为“0”，B相处于零压续流状态，此时对于即将关断相A相而言，当误差△T大于三角波时，此时A相的开关状态变为“+1”状态，相绕组正向励磁，增大瞬时转矩，减小转矩误差；当转误差△T小于三角载波时，此时A相绕组开关变为“-1”状态，相绕组反向退磁，使得瞬时转矩很快地减小，增大转矩误差；这样就在换相期间控制了转矩的误差，通过确定出相应的开关策略，达到减小转矩脉动的目的；
步骤2.3、经过PWM直接转矩控制控制算法确定出功率变换器的“+1”、“0”、“-1”的开关状态，通过控制每相绕组的电压，进而控制开关磁阻电机(4)的输出转矩：
根据计算转矩的误差，并且通过电机的转子位置角θ来判断绕组工作在单相导通区间还是在换相导通区间；当工作在单相导通区间时，采用“+1”和“-1”的双极性PWM方法控制不对称半桥驱动电路，进而对各相绕组进行控制；当工作在换相导通区间时，对于即将单相导通相采用“+1”和“0”的单极性PWM控制不对称半桥驱动电路，而对于即将关断相采用“+1”和“-1”的双极性PWM控制不对称半桥驱动电路，开关信号“+1”表示上下开关管同时导通；“0”表示只有一个开关管导通；“-1”表示上下开关管同时关断。
7.根据权利要求4所述的开关磁阻电机模糊自适应控制方法，其特征在于，步骤3所述的不对称半桥驱动电路(3)的输入端与电源相连接，输出端与各相绕组连接，通过给各相绕组施加电压或断开绕组上的电压来控制电机工作，具体如下：
不对称半桥驱动电路(3)中，电路中开关元件的额定电压都为Us，通过调节外加电源的电压大小来改变相电流大小；由拓扑结构中绕组的连接方式知，当各绕组工作时，绕组之间不会相互干扰；每个绕组上都具有三种电压模式，第一种为正压励磁模式即上下桥臂的开关元件同时导通，绕组上的压降为正方向的电源电压Us；第二种为零压续流模式即只有一个桥臂上的开关元件导通，构成续流回路；第三种是反压退磁模式即上下桥臂中的开关元件同时关断，绕组上的压降变为负方向的电源电压。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111473049A (zh) * 2020-04-17 2020-07-31 河海大学 一种实心定子磁悬浮励磁电流的控制方法
CN112271976A (zh) * 2020-11-11 2021-01-26 洛阳嘉盛电控技术有限公司 一种基于桥式电路的电机电流控制方法
CN114679103A (zh) * 2022-05-30 2022-06-28 广东工业大学 一种开关磁阻电机滑模电流补偿控制系统及方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107171612A (zh) * 2017-07-06 2017-09-15 桂林电子科技大学 模糊分数阶pid的开关磁阻电机转矩控制方法与系统
CN107979308A (zh) * 2016-10-21 2018-05-01 南京理工大学 一种开关磁阻电机的控制系统

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107979308A (zh) * 2016-10-21 2018-05-01 南京理工大学 一种开关磁阻电机的控制系统
CN107171612A (zh) * 2017-07-06 2017-09-15 桂林电子科技大学 模糊分数阶pid的开关磁阻电机转矩控制方法与系统

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
闫伟康: "开关磁阻电机直接瞬时转矩控制策略的研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技II辑》 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111473049A (zh) * 2020-04-17 2020-07-31 河海大学 一种实心定子磁悬浮励磁电流的控制方法
CN111473049B (zh) * 2020-04-17 2021-08-20 河海大学 一种实心定子磁悬浮励磁电流的控制方法
CN112271976A (zh) * 2020-11-11 2021-01-26 洛阳嘉盛电控技术有限公司 一种基于桥式电路的电机电流控制方法
CN112271976B (zh) * 2020-11-11 2023-01-31 洛阳嘉盛电控技术有限公司 一种基于桥式电路的电机电流控制方法
CN114679103A (zh) * 2022-05-30 2022-06-28 广东工业大学 一种开关磁阻电机滑模电流补偿控制系统及方法
CN114679103B (zh) * 2022-05-30 2022-12-06 广东工业大学 一种开关磁阻电机滑模电流补偿控制系统及方法

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