CN110336553A - 一种调整动态范围的输出电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种调整动态范围的输出电路，包括像元阵列、放大器、积分电容以及与积分电容并联的X个调整电容，其中，所述放大器的输入端Ⅰ连接所述像元阵列中的像素单元，所述放大器的输入端Ⅱ连接参考电压，所述放大器的输出端输出信号，所述积分电容和X个调整电容与所述放大器的输入端Ⅰ和输出端并联。本发明提供的一种调整动态范围的输出电路，通过在积分电容上并联调整电容，并根据输出信号的大小，控制其是否接入输出电路中，确保整个输出电路的电容值随着输出信号的增加而增加，进而在确保灵敏度的情况下，实现动态范围的自动调整。

Description

一种调整动态范围的输出电路
技术领域
本发明涉及输出电路，具体涉及一种调整动态范围的输出电路。
背景技术
红外探测器是将入射的红外辐射信号转变成电信号输出的器件。红外辐射是波长介于可见光与微波之间的电磁波，人眼察觉不到。要察觉这种辐射的存在并测量其强弱，必须把它转变成可以察觉和测量的其他物理量。一般说来，红外辐射照射物体所引起的任何效应，只要效果可以测量而且足够灵敏，均可用来度量红外辐射的强弱。红外探测器已经广泛用于各种领域如建筑、安全、家电和工业等领域，其功能多种多样，包括运动检测、温度测量、计数以及火灾/气体检测等，红外探测器已从最初的仅具有基本运动检测功能的单像素热电探测器发展到可以应用于更复杂的系统、更多样化的高端设备市场如温度感测或者气体/火灾探测、光学检测等。
传统红外探测器使用积分电容和放大器并联的方式进行信号放大，当信号较强时，由于积分电容自身电容值的限制，放大器很容易饱和，为了能够测量出更宽范围的信号，需要增大积分电容的电容值。但是增加积分电容，虽然可以防止放大器过早饱和，但是在信号较小时，由于积分电容值过大，又使得探测器的灵敏度不高。因此如何兼顾动态范围和小信号灵敏度是红外探测器设计的关键。
发明内容
本发明的目的是提供一种调整动态范围的输出电路，通过在积分电容上并联调整电容，并根据输出信号的大小，控制其是否接入输出电路中，确保整个输出电路的电容值随着输出信号的增加而增加，进而在确保灵敏度的情况下，实现动态范围的自动调整。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种调整动态范围的输出电路，包括像元阵列、放大器、积分电容以及与积分电容并联的X个调整电容，其中，所述放大器的输入端Ⅰ连接所述像元阵列中的像素单元，所述放大器的输入端Ⅱ连接参考电压，所述放大器的输出端输出信号，所述积分电容和X个调整电容与所述放大器的输入端Ⅰ和输出端并联，其中，X为大于等于1的整数。
进一步地，所述调整电容为MOS调整电容，且所述积分电容的一端连接MOS调整电容的栅极，另一端连接MOS调整电容的源漏。
进一步地，所述MOS调整电容为PMOS调整电容或者NMOS调整电容，且所述MOS调整电容的电容值随着放大器输入端Ⅰ的电压值变化而单调变化。
进一步地，通过调整所述MOS调整电容的CV曲线中最小电容对应的电压，使得该电压值位于-0.1V～0.1V之间。
进一步地，通过降低MOS调整电容的电容值随着放大器输入端Ⅰ的电压值变化而单调变化的速率，使得所述输出电路对MOS调整电容的电容值变化控制准确。
进一步地，所述输出电路还包括X个开关和X个比较器，其中，X个开关用于分别控制X个调整电容是否处于工作状态；所述X个比较器的输入端Ⅰ连接所述放大器的输出端，所述X个比较器的输入端Ⅱ连接对应的比较电压，所述X个比较器的输出端输出对应开关的控制信号；
当比较器的输入端Ⅰ的电压信号大于等于比较器的输入端Ⅱ的比较电压时，该比较器输出闭合信号，控制对应的开关闭合，使得对应的调整电容处于工作状态；当比较器的输入端Ⅰ的电压信号小于比较器的输入端Ⅱ的比较电压时，该比较器输出断开信号，控制对应的开关断开，使得对应的调整电容不工作。
进一步地，所述X个开关的一端连接所述放大器的输入端Ⅰ，另一端连接其对应的调整电容靠近放大器输入端Ⅰ的一侧。
进一步地，所述X个调整电容分别为第一调整电容、第二调整电容、第三调整电容、直至第X调整电容，其对应的开关分别为开关K1、K2、K3直至Kx；所述积分电容和调整电容靠近放大器输入端Ⅰ的一侧为上极板，所述积分电容和调整电容靠近放大器输出端的一侧为下极板；
其中，所述开关K1的一端连接积分电容的上极板，另一端连接第一调整电容的上极板；开关K2的一端连接第一调整电容的上极板，另一端连接第二调整电容的上极板；开关K3的一端连接第二调整电容的上极板，另一端连接第三调整电容的上极板；直至开关Kx的一端连接第X-1调整电容的上极板，另一端连接第X调整电容的上极板。
进一步地，所述第一调整电容、第二调整电容、第三调整电容直至第X调整电容对应的第一比较器、第二比较器第三比较器直至第X比较器的比较电压依次增大。
进一步地，所述开关为MOS开关，栅极连接对应比较器的输出端。
本发明的有益效果为：本发明通过在积分电容上并联调整电容，并根据输出信号的大小，控制其是否接入输出电路以及接入输出电路的方式，确保整个输出电路的电容值随着输出电压的升高而增加，进而在确保灵敏度的情况下，实现动态范围的自动调整。
附图说明
附图1为本发明实施例1的结构示意图。
附图2为本发明实施例1中MOS调整电容与积分电容的连接示意图。
附图3为PMOS调整电容的CV曲线示意图。
附图4为NMOS调整电容的CV曲线示意图。
附图5为本发明实施例2中第一种情况的结构示意图。
附图6为本发明实施例2中第二种情况的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的详细说明。
本发明提供的一种调整动态范围的输出电路，包括像元阵列、放大器、积分电容以及与积分电容并联的X个调整电容，其中，放大器的输入端Ⅰ连接像元阵列中的像素单元，用于输入像素单元的输出信号；放大器的输入端Ⅱ连接参考电压，放大器的输出端输出信号，用于将像素单元输出的信号进行放大并输出。其中，放大器的输入端Ⅰ和输出端所输入和输出的信号优选为电压信号。积分电容和X个调整电容与放大器的输入端Ⅰ和输出端并联，其中，X为大于等于1的整数。
其中，像素阵列中的像素单元包括有效像素单元和参考像素单元，无论像素单元的排布如何，均需要通过本发明中的输出电路进行信号输出。
本发明中积分电容可以采用MIM积分电容，即金属-绝缘体-金属结构的电容，MIM积分电容作为输出电路的基本电容，配合放大器进行信号的放大输出，同时MIM积分电容设计值以保证信号的灵敏度/相应率为基础。当然，积分电容也可以为现有技术中的其他电容。
如背景技术所述，若输出电路中只有这一个MIM积分电容，那么输出电路的动态范围由该电容的电容值决定，为了扩大该输出电路的动态范围，同时还要保证输出电路的灵敏度，本发明旨在设计一种输出信号大时，电容值可以随之增大，输出信号小时，电容值可以随之减小的电路结构。
通过以下两个具体实施例来实现上述调整目的：
实施例1
如附图1所示，本实施例提供的一种调整动态范围的输出电路，包括像元阵列(图中未显示)、放大器、积分电容MIM以及与积分电容并联的调整电容MOS。其中，放大器的输入端Ⅰ连接像元阵列中的像素单元，用于接收像素单元的输出信号，放大器的输入端Ⅱ连接参考电压，放大器的输出端输出信号，用于将积分放大之后的信号输出。积分电容MIM和调整电容MOS与放大器的输入端Ⅰ和输出端并联。如附图2所示，积分电容的一端连接MOS调整电容的栅极，另一端同时连接MOS调整电容的源极和漏极，从而将积分电容与MOS调整电容并联在输出电路中，其中，MOS调整电容为两端器件，一端接栅电极，另一端把源漏短接即可。
请参阅附图3和4，分别为PMOS调整电容和NMOS调整电容的CV曲线，可以看出：在整个CV曲线中，MOS调整电容的电容值均随着电压值变化而单调变化，本发明利用的原理就是MOS调整电容的电容值随着放大器输入端Ⅰ的电压值增大而增大，从而使得输出电路中放大器的输入电压增加时，该输出电路对应的电容值也自动增加；在附图3中，可以看出，若PMOS电容处于耗尽区，在反向施加电压并逐渐增加其绝对值时，PMOS调整电容的电容值逐渐增加，在电容值随着反向电压绝对值增加趋于稳定状态之前，对应为PMOS调整电容的耗尽区。在附图4中可以看出，在正向施加电压并逐渐增加时，NMOS调整电容的电容值逐渐增加，在电容值随着正向电压趋于稳定状态之前，对应为NMOS调整电容的耗尽区。即说明了，当PMOS调整电容处于耗尽区，并对其施加反向电压时，其总的电容值随着施加的反向电压的绝对值增加而增加，当NMOS调整电容处于耗尽区，并对其施加正向电压时，其总的电容值随着施加的正向电压的绝对值增加而增加。以上说明为耗尽区为例，在积累区以及反型区，也可以利用MOS调整电容的电容值随电压值变化规律来实现本发明目的，只是在CV曲线中，耗尽区的变化斜率较小，作为优选区域用于本发明输出电路中。以下具体实施方式以耗尽区为例进行详细说明，当MOS调整电容位于积累区和反型区时，其工作原理以及调节关系同耗尽区类似。
值得说明的是，本发明中MOS调整电容的电容值指的是整个MOS调整电容的总电容值，以P衬底MOS结构为例，参阅附图4，从左到右依次是：
积累(堆积)区：此时p型衬底表面有大量多数载流子(对P型衬底而言是空穴)，同时外加栅极电压Vg小于平带电压VFB，故此时硅衬底表面相当于堆积空穴，此时接近一个平板电容器结构，其电容值就是栅介质电容；
耗尽区：此时栅极电压增加，导致衬底表面的多数载流子浓度降低，并产生空间耗尽区，此时总的电容是栅介质电容和耗尽区电容的串联，＝1/(1/C1+1/C2)，其中C1为栅介质电容，C2为耗尽区电容。
反型区(先弱反型，然后强反型)：随着电压进一步升高，多数载流子耗尽，少数载流子受到电压吸引在衬底表面，形成反型层。
请继续参阅附图1，本发明中需要设计一种电容随着电压升高而增加的电路结构，并且，附图1中在积分电容和调整电容充电过程中，放大器的输出信号大于等于放大器的输入端Ⅰ所接收的输入信号；在积分电容和调整电容放电过程中，放大器的输出信号小于放大器的输入端Ⅰ所接收的输入信号；而正常的PMOS管正向偏置指的是栅极连接正极，衬底连接负极。
结合附图2和3可知，可以使得MOS调整电容为PMOS调整电容，且将PMOS调整电容进行反向偏置，即在PMOS调整电容充电过程中，放大器的输出端电压大于等于放大器的输入端Ⅰ的电压，使得PMOS调整电容的栅极连接在放大器的输入端Ⅰ，衬底连接在放大器的输出端，在PMOS调整电容放电过程中，放大器的输出端电压小于等于放大器的输入端Ⅰ的电压，使得PMOS调整电容的衬底连接在放大器的输入端Ⅰ，栅极连接在放大器的输出端，如此一来，当像素单元的输出电压增加时，由于PMOS调整电容反向偏置，其电容值也随之增加，从而使得整个输出电路的电容为积分电容加上PMOS调整电容，增加了输出电路的动态范围；同时当像素单元的输出电压减小时，PMOS调整电容值也随之减小，确保输出电路的灵敏度。
结合附图2和4可知，可以使得MOS调整电容为NMOS调整电容，且将NMOS调整电容进行正向偏置，即在NMOS调整电容充电过程中，放大器的输出端电压大于等于放大器的输入端Ⅰ的电压，使得NMOS调整电容的衬底连接在放大器的输入端Ⅰ，栅极连接在放大器的输出端；在NMOS调整电容放电过程中，放大器的输出端电压小于等于放大器的输入端Ⅰ的电压，使得NMOS调整电容的栅极连接在放大器的输入端Ⅰ，衬底连接在放大器的输出端；如此一来，当像素单元的输出电压增加时，由于NMOS调整电容正向偏置，其电容值也随之增加，从而使得整个输出电路的电容为积分电容加上NMOS调整电容，增加了输出电路的动态范围；同时当像素单元的输出电压减小时，NMOS调整电容值也随之减小，确保输出电路的灵敏度。
本实施例主要利用PMOS调整电容和NMOS调整电容的特性，使得输出电路中放大器的输入电压增加时，该输出电路对应的电容值也自动增加。
结合附图3和附图4可知，MOS调整电容处于耗尽区时，其对应的电压值位于0的左右两侧，即使电压的绝对值与电容值成正比关系，但在实际电路连接中很难在同一电路连接关系中实现正负电压的转换，通常只利用其位于正电压范围的曲线或者利用其位于负电压范围的曲线，为了使得本发明中调整电容的调整范围增加，需要使得MOS调整电容的CV曲线中最小电容对应的电压的绝对值尽量小，即尽量将该电压值调节在0左右，并且在该电压值的两侧，电容值随着电压值变化而单调变化。由于实际操作中无法将该电压调至0，可以假设该电压在正负0.1V之间，该电压值与MOS调整电容的阈值电压紧密相关，因此，通过降低阈值电压的方法来调整该电压值；阈值电压VT的影响因素如以下公式所示：
其中，Vfb表示平带电压；ΦB表示费米能级电势和本征半导体禁带中间电势之差；Na表示衬底掺杂浓度；Cox表示栅介质氧化层电容；VBS表示施加在MOS电容衬底和源漏上的电压；
具体减小VT的绝对值方法可以采用如下几种：
(1)通过MOS调节电容的栅极材料的功函数来调节Vfb，例如使用金属栅。由于可以使用与衬底功函数差较小的栅极材料来降低Vfb，从而减小VT，例如使用TiN、TaN等栅极材料。
(2)通过降低衬底掺杂浓度Na来减小VT，通过补偿注入使得MOS调整电容的衬底掺杂浓度低于常规CMOS器件区域；具体的，在PMOS调整电容的原有P型衬底中，通过注入N型杂质来补偿，从而降低衬底掺杂浓度Na；在NMOS调整电容的原有N型衬底中，通过注入P型杂质来补偿，从而降低衬底掺杂浓度Na。
(3)在栅极氧化层内通过热电子注入电荷来减小VT，栅极氧化层内的电荷相当于在栅极上施加了正电压或者负电压。
(4)通过减小施加在MOS调整电容源漏和衬底上的电压VBS来减小VT。
(5)通过减小MOS调整电容的栅介质氧化层厚度，其中，栅介质氧化层使用高介电常数材料来提高Cox，即MOS调整电容区域的栅介质氧化层采用与其他区域不同的高介电常数材料，从而增加Cox。
同时为了使得本发明中调整电容的调整范围增加，需要使得PMOS调整电容的耗尽区曲线尽量平缓，如此一来才能使得本发明中输出电路对MOS调整电容进行精准控制；即需要降低MOS调整电容的电容值随着放大器输入端Ⅰ的电压值变化的速率，也就是减缓电容值随着电压值单调变化的变化速率，即附图3和4中单调曲线的斜率B，斜率具体可以采用如下方法：降低衬底掺杂浓度Na，使得斜率B随Vg变化较缓慢，即对MOS电容区域进行低掺杂或者补偿掺杂，来降低Na，从而减小斜率B。
综上所述，为了使得本发明中MOS调整电容能够扩大输出电路的调整范围，本发明中MOS调整电容与常规MOS器件具有如下区别：本发明中MOS调整电容可以使用金属栅极材料，施加特定的VBS电压，补偿衬底掺杂浓度，在栅极和源漏之间的电容区域进行离子注入，减小栅介质氧化层的厚度等。
实施例2
请参阅附图5，本实施例提供的一种调整动态范围的输出电路，包括像元阵列、放大器、积分电容、与积分电容并联的X个调整电容、X个开关和X个比较器，其中，放大器的输入端Ⅰ连接像元阵列中的像素单元，用于接收像素单元的输出信号，放大器的输入端Ⅱ连接参考电压，放大器的输出端输出信号，用于将像素单元的输出信号进行放大输出。积分电容和X个调整电容与放大器的输入端Ⅰ和输出端并联，其中，X为大于等于1的整数。X个开关用于分别控制X个调整电容是否处于工作状态；X个比较器的输入端Ⅰ连接放大器的输出端，X个比较器的输入端Ⅱ连接对应的比较电压，X个比较器的输出端输出对应开关的控制信号；比较器输出的控制信号泳衣控制对应开关的开断状态，当比较器的输入端Ⅰ的信号大于等于比较器的输入端Ⅱ的比较电压时，该比较器输出闭合信号，控制对应的开关闭合，使得对应的调整电容处于工作状态；当比较器的输入端Ⅰ的信号小于比较器的输入端Ⅱ的比较电压时，该比较器输出断开信号，控制对应的开关断开，使得对应的调整电容不工作。
具体的，本发明中的开关可以采用NMOS管、PMOS管或者传输门(一个NMOS管和一个PMOS管)，即其为三端器件，每个开关包括栅极、源极和漏极，其中，栅极连接控制信号，源极和漏极为传输端，当栅极施加一定的控制电压时，开关打开，即信号可以从源极传输至漏极。其中，开关的源极和漏极只起到传输作用，因此源极和漏极是可以互换的。当然，开关也可以采用现有技术中其他形式的开关，以下通过MOS开关的形式进行本实施例的详细说明：
本发明中X个开关的连接位置可以包括如下两种情况：
(1)如附图5所示，我们设定X个调整电容分别为第一调整电容、第二调整电容、第三调整电容、直至第X调整电容，其对应的开关分别为开关K1、K2、K3直至Kx；积分电容和调整电容靠近放大器输入端Ⅰ的一侧为上极板，积分电容和调整电容靠近放大器输出端的一侧为下极板；其中，开关K1的源极连接积分电容的上极板，漏极连接第一调整电容的上极板，栅极连接对应比较器的输出端；开关K2的源极连接第一调整电容的上极板，漏极连接第二调整电容的上极板，栅极连接对应比较器的输出端；开关K3的源极连接第二调整电容的上极板，漏极连接第三调整电容的上极板，栅极连接对应比较器的输出端；直至开关Kx的源极连接第X-1调整电容的上极板，漏极连接第X调整电容的上极板，栅极连接对应比较器的输出端。并且，第一调整电容、第二调整电容、第三调整电容直至第X调整电容的比较电压依次增大。
附图5中的连接关系需要确保第一调整电容连接进入输出电路之后，第二调整电容才有机会连接进入输出电路中，所以，我们设定第一调整电容、第二调整电容、第三调整电容直至第X调整电容的比较电压依次增大，即第一调整电容连接进入输出电路，且输出信号接近饱和(达到第二调整电容对应的比较电压)，这时候将第二调整电容连接进入输出电路中，以此类推，一旦输出电路的输出信号接近饱和，下一个调整电容便被接入输出电路中。
每一个比较器具体的比较电压值可以根据MOS调整电容值进行设置，请继续参阅附图5，起始状态时，X个开关均处于断开状态，此时输出电路只有一个积分电容MIM，当放大器的输出电压小于第一比较器对应的比较电压V1时，X个开关均处于断开状态；当放大器的输出电压大于等于第一比较器对应的比较电压V1时，开关K1闭合，使得对应的MOS1电容并联进入输出电路中，开关K2仍然断开，此时，输出电路的电容值为积分电容值加MOS1电容值，增加了输出电路的动态范围；当放大器的输出电压大于等于第二比较器对应的比较电压V2时，开关K1保持闭合，开关K2闭合，使得对应的MOS1电容和MOS2电容均并联进入输出电路中，此时，输出电路的电容值为积分电容值加MOS1电容值和MOS2电容值，进一步增加了输出电路的动态范围。依次类推，当输出电路的放大器的输出电压大于等于第X比较器对应的比较电压Vx时，X个开关均闭合，使得对应的X个调整电容均并联进入输出电路中，此时，输出电路的电容值为积分电容值加X个调整电容的电容值。
(2)如附图6所示，X个开关的源极连接放大器的输入端Ⅰ，漏极连接其对应的调整电容靠近放大器输入端Ⅰ的一侧，栅极连接对应比较器的输出端。也就是说X个开关及其控制的MOS调整电容式分别并联在积分电容两侧的，通过设置各个比较器的比较电压，使得一个或多个MOS调整电容并联在输出电路中。这种情况下的组合比附图5中的组合方式更加自由，例如，附图5中必须要开关K1、K2闭合之后，才能有机会将第三MOS调整电容并联进入输出电路中，而附图6中的连接关系可以确保只有第三MOS调整电容并联进入输出电路中，即其可以选择多种组合的MOS调整电容进入输出电路中。
在上述两种连接关系中，均可以使得比较器输出端的控制信号为数字信号，例如可以使得控制信号为0和1两种，分别控制其对应开关的开断状态，从容使得本发明电路能够数字化。值得说明的是，即使在放大器的输出端连接了比较器，本发明中输出电路最终所输出的信号还是放大器输出端的信号。
值得说明的是，本实施例中由于增加了对MOS调整电容的控制，可以使得像素单元的输出信号较小时，该输出电路的电容也较小，确保输出电路的灵敏度。
本发明中，为了使并联的调整电容工作在合适的电压区间，即为了防止放大器输出和输入端之间的电压高于调整电容的工作区域，可以在调整电容的一侧串联一个MIM调整电容，通过调整MIM调整电容和原本的调整电容的比例来使得调整电容工作在合适的电压区域。例如，如图5中的MOS调整电容可以由串联的MOS调整电容和MIM调整电容来替换。
本实施例主要利用并联的调整电容以及调整电容的控制开关和比较器，使得输出电路中放大器的输入电压增加时，该输出电路对应的电容值也自动增加。
本发明通过在积分电容上并联调整电容，并根据输出信号的大小，控制其是否接入输出电路以及接入输出电路的方式，确保整个输出电路的电容值随着输出电压的升高而增加，进而在确保灵敏度的情况下，实现动态范围的自动调整。
以上所述仅为本发明的优选实施例，所述实施例并非用于限制本发明的专利保护范围，因此凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (10)

1.一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，包括像元阵列、放大器、积分电容以及与积分电容并联的X个调整电容，其中，所述放大器的输入端Ⅰ连接所述像元阵列中的像素单元，所述放大器的输入端Ⅱ连接参考电压，所述放大器的输出端输出信号，所述积分电容和X个调整电容与所述放大器的输入端Ⅰ和输出端并联，其中，X为大于等于1的整数。
2.根据权利要求1所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，所述调整电容为MOS调整电容，且所述积分电容的一端连接MOS调整电容的栅极，另一端连接MOS调整电容的源漏。
3.根据权利要求2所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，所述MOS调整电容为PMOS调整电容或者NMOS调整电容，且所述MOS调整电容的电容值随着放大器输入端Ⅰ的电压值变化而单调变化。
4.根据权利要求2所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，通过调整所述MOS调整电容的CV曲线中最小电容对应的电压，使得该电压值位于-0.1V～0.1V的范围内。
5.根据权利要求2所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，通过降低MOS调整电容的电容值随着放大器输入端Ⅰ的电压值变化而单调变化的速率，使得所述输出电路对MOS调整电容的电容值变化控制准确。
6.根据权利要求1所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，所述输出电路还包括X个开关和X个比较器，其中，X个开关用于分别控制X个调整电容是否处于工作状态；所述X个比较器的输入端Ⅰ连接所述放大器的输出端，所述X个比较器的输入端Ⅱ连接对应的比较电压，所述X个比较器的输出端输出对应开关的控制信号；
当比较器的输入端Ⅰ的电压信号大于等于比较器的输入端Ⅱ的比较电压时，该比较器输出闭合信号，控制对应的开关闭合，使得对应的调整电容处于工作状态；当比较器的输入端Ⅰ的电压信号小于比较器的输入端Ⅱ的比较电压时，该比较器输出断开信号，控制对应的开关断开，使得对应的调整电容不工作。
7.根据权利要求6所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，所述X个开关的一端连接所述放大器的输入端Ⅰ，另一端连接其对应的调整电容靠近放大器输入端Ⅰ的一侧。
8.根据权利要求6所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，所述X个调整电容分别为第一调整电容、第二调整电容、第三调整电容、直至第X调整电容，其对应的开关分别为开关K1、K2、K3直至Kx；所述积分电容和调整电容靠近放大器输入端Ⅰ的一侧为上极板，所述积分电容和调整电容靠近放大器输出端的一侧为下极板；
其中，所述开关K1的一端连接积分电容的上极板，另一端连接第一调整电容的上极板；开关K2的一端连接第一调整电容的上极板，另一端连接第二调整电容的上极板；开关K3的一端连接第二调整电容的上极板，另一端连接第三调整电容的上极板；直至开关Kx的一端连接第X-1调整电容的上极板，另一端连接第X调整电容的上极板。
9.根据权利要求8所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，所述第一调整电容、第二调整电容、第三调整电容直至第X调整电容对应的第一比较器、第二比较器第三比较器直至第X比较器的比较电压依次增大。
10.根据权利要求6-9任一所述的一种调整动态范围的输出电路，其特征在于，所述开关为MOS开关，栅极连接对应比较器的输出端。
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