CN110248360A - 一种协同干扰功率分配方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种协同干扰功率分配方法,包括以下步骤：S1.通信发射机产生并发送通信信号，协同干扰机产生并发送协同干扰信号；S2.授权接收机和窃听装置分别对接收到的信号进行预处理，得到基带信号；S3.数学表征授权接收机和窃听装置处的残余干扰功率和信干噪比；S4.对不同情形的协同干扰进行最优功率分配。本发明将授权接收机处由时间同步误差引起的残余干扰考虑在内，提出了一种加性高斯白噪声信道下保密能力最大化的功率分配方案，得到了精确的闭环解，有助于提高通信和安全性能。

Description

一种协同干扰功率分配方法

技术领域

本发明涉及无线通信中的协同干扰，特别是涉及一种协同干扰功率分配方法。

背景技术

广播特性提高了无线通信的可接入性，使其在物联网中发挥着重要作用，但同时也增加了通信信息被非法窃听的风险。为了降低这个风险，物理层安全被认为是一个可行的解决方案，可以应用于下一代无线通信。然而研究表明，只有窃听信道弱于合法信道时，通信安全才能得到保证，这限制了通信系统的安全性能。为了打破这一限制，协同干扰被提出用来主动降低窃听信道的质量，进而提高安全性。

由于协同干扰的先验信息对授权接收机已知、对窃听装置未知，因此在授权接收机处进行时频同步和信道估计后可以消除协同干扰，而窃听装置处无法做到这一点，从而提高了合法信道的安全性。然而，现有很多研究未曾考虑实际系统中的任何非理想因素，假设协同干扰在授权接收机处被完美消除。例如，在上述完美干扰抵消的假设下，一部分研究了单跳通信网络的安全通信，其中通信发射机向授权接收机发送通信信号，同时协同干扰机发送协同干扰以干扰窃听装置。一部分研究了两跳通信网络的安全通信：在第一阶段，通信发射机将通信信号发送给中继器，同时授权接收机发送协同干扰信号对窃听装置进行干扰；在第二阶段，中继器把混合信号转发给授权接收机。在此过程中，虽然协同干扰的先验信息对授权接收机是已知的，但经中继器转发后协同干扰可能会产生未知的时延，导致完美的干扰抵消难以实施。

由于精确的时间同步难以实施，导致授权接收机很难彻底消除协同干扰的影响。更严重的是，由于协同干扰功率大于通信信号功率，干扰消除后即使微弱的同步误差也会造成相当大的干扰泄漏，很大程度地降低了通信的安全性能。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种协同干扰功率分配方法，使加性高斯白噪声信道的保密能力达到最大，有助于提高通信的安全性能。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种协同干扰功率分配方法，包括以下步骤：

S1.通信发射机产生并发送通信信号，协同干扰机产生并发送协同干扰信号；

S2.授权接收机和窃听装置分别对接收到的信号进行预处理，得到基带信号；

S3.数学表征授权接收机和窃听装置处的残余干扰功率和信干噪比；

S4.对不同情形的协同干扰进行最优功率分配。

其中，所述步骤S1包括以下子步骤：

S101.通信发射机以功率P_s向授权接收机发送通信信号

将通信发射机看作节点s，设通信发射机处数字基带信号为s(n)，经过数模转换器转换为连续基带波信号s(t)，将s(t)上变频到射频域，得到通信信号向授权接收机发送，其中：

式中，f_s和分别表示通信信号的载波频率和初始相位；

S102.协同干扰机以功率P_c发送协同干扰信号以实现对窃听装置的干扰：

将协同干扰机看作节点c，设协同干扰机处协同干扰的数字基带信号为c(n)，且服从均值为零的高斯分布，经过数模转换器后转换为连续基带波信号c(t)，将c(t)上变频到射频域，得到信号向外发送，其中：

式中，f_c和分别表示协同干扰信号的载波频率和初始相位，协同干扰信息c(n)对授权接收机是已知的，但对窃听装置是未知的；

S103.授权接收机和窃听装置对射频信号进行接收：

将授权接收机看作节点r，授权接收机接收到的信号为：

将窃听装置看作节点e，窃听装置接收到的信号为：

其中，h_cr表示节点c和节点r间信号的复信道衰落，h_ce表示节点c和节点e间信号的复信道衰落，h_sr表示节点s和节点r间信号的复信道衰落，h_se表示节点s和节点e间信号的复信道衰落；τ_cr表示节点c和节点r间的传播时延、τ_ce表示节点c和节点e间的传播时延、τ_sr表示节点s和节点r间的传播时延、τ_se表示节点s和节点e间的传播时延；为授权接收机处的热噪声，为窃听装置处的热噪声，均与和不相关。

所述通信信号和协同干扰信号互不相关，且均在AWGN信道中进行传播；

进一步地，所述步骤S2包括以下子步骤：

S201.授权接收机对接收到的信号进行预处理：

考虑到实际系统中，授权接收机的振荡器并不总能与通信发射机和协同干扰机的振荡器完美匹配，三者之间可能存在频率和相位偏移，故设授权接收机的载波频率和初始相位分别为f_r和授权接收机处接收信号经下变频之后变为基带信号r(t)：

其中，Δf_cr＝f_c-f_r、Δf_sr＝f_s-f_r分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波频率偏移，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波相位偏移；nr(t)表示节点r处的等效基带噪声，

经模数转换器，将授权接收机处离散时间基带信号序列表示为r(n)：

r(n)＝r_c(n)+r_s(n)+w_r(n)

式中，表示协同干扰部分，表示通信信号部分，w_r(n)为噪声部分；D_cr＝τ_cr/T、D_sr＝τ_sr/T，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化传播时延，F_cr＝Δf_crT、F_sr＝Δf_srT，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化频率偏移，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的相位偏移；

S202.窃听装置对接收到的信号进行预处理：

与授权接收机同理，经模数转换器后窃听装置处接收信号为：

e(n)＝e_c(n)+e_s(n)+w_e(n)

其中，表示协同干扰部分，表示通信信号部分，w_e(n)为噪声部分；D_ce＝τ_ce/T、D_se＝τ_se/T，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化传播时延；F_ce＝Δf_ceT、F_se＝Δf_seT，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化频率偏移；分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的相位偏移。

进一步地，所述步骤S3包括以下子步骤：

S301.由于信号的传播时延并没有被完美同步，造成了存在同步误差；假设归一化传播时延的估计值为且协同干扰机与授权接收机间的频偏Δf_cr和等效信道衰落已经得到精确估计。经过信道补偿和时频对齐后，本地协同干扰数字基带参考信号c(n)变为：

令表示归一化同步误差，则有c(n-D_cr)＝c₀(n-D)。c₀(n-D)可以看作是c₀(n)的一个延迟重复，可展开成如下形式：

其中，A_D＝sinc(D)表示c₀(n)中由归一化同步误差引起的衰减系数。

c₀(n)服从均值为零的高斯分布，因此c₀(n)与它的延迟重复c_D(n)的线性组合不相关。则授权接收机处离散时间基带信号中协同干扰部分r_c(n)可以表示为：

其中，为来自其他符号的干扰成分，即符号间串扰(ISI)，且与互不相关。

S302.r_c(n)和的功率表示为：

协同干扰重建之后，进行协同干扰消除操作；考虑同步误差的影响，将授权接收机处残余协同干扰Δr_c(n)表示为：

Δr_c(n)的功率为：

P{Δr_c(n)}＝(2-2A_D)·|h_cr|²P_c

S303.协同干扰消除后，授权接收机处的信干噪比为：

其中，表示授权接收机处噪声的功率；

另一方面，窃听装置处的信干噪比为：

其中，表示窃听装置处的噪声功率，设功率约束关系为P_s+P_c＝P，P为发送通信信号和协同干扰的总功率预算；进一步简化节点r和节点e处通信信号功率与干扰和噪声功率和之比，引入比例因子α≥0，满足P_c＝αP_s，将授权接收机和窃听装置处的信干噪比表示为：

其中，η＝P/σ²表示归一化功率预算；通信系统中的信道衰落h_sr、h_cr、h_se和h_ce的获取方式如下：在节点r处进行信道估计可得到h_sr和h_cr的值，通过监测活跃的窃听装置并预测其活动得到h_se和h_ce的值。

进一步地，所述步骤S4包括以下子步骤：

S401.考虑授权接收机处由于不完美时间同步引起的协同干扰泄露，本功率分配方案需最大化保密能力，即使得主信道的通信容量比窃听信道的高出值达到最大化，对于AWGN信道，保密能力如下式：

根据上式，只有当授权接收机处的信干噪比高于窃听装置处，即γ_r＞γ_e时，才能保证保密能力为正值，将最大化保密能力问题进行数学化表示为：

S402.记最优功率分配因子为α^*，令a＝[2-2A_D]|h_cr|²η+1，b＝|h_sr|²η+1，c＝|h_ce|²η+1，d＝|h_se|²η+1，按如下准则分配功率：

(1)当a≥c且b＞d时，α^*取值0，此时通信系统的保密性能很好，无需发送协同干扰；

(2)当a＜c且时，最优功率分配因子α^*取值为：

(3)其他情形时，α^*取值为φ，此时系统最好停止发送通信信号和协同干扰，因为此时加密能力恒为非正值，即窃听装置总可以窃听到通信信息。

本发明的有益效果是：本发明考虑不完美时间同步在授权接收机处引入的残余协同干扰，提出了一种加性高斯白噪声(AWGN)信道下保密能力最大化的功率分配方案，数学表征了授权接收机处的残余干扰功率，并给出了不同情形下的功率分配方法，有助于提高通信的安全性能。

附图说明

图1为本发明的方法流程图；

图2为实施例中基于协同干扰的点对点通信系统模型原理示意图；

图3为实施例中不同方案的通信系统保密容量对比示意图；

图4为实施例中归一化最小功耗与归一化同步误差的关系示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1所示，一种协同干扰功率分配方法，包括以下步骤：

S1.通信发射机产生并发送通信信号，协同干扰机产生并发送协同干扰信号；

S2.授权接收机和窃听装置分别对接收到的信号进行预处理，得到基带信号；

S3.数学表征授权接收机和窃听装置处的残余干扰功率和信干噪比；

S4.对不同情形的协同干扰进行最优功率分配。

其中，所述步骤S1包括以下子步骤：

S101.通信发射机以功率P_s向授权接收机发送通信信号

将通信发射机看作节点s，设通信发射机处数字基带信号为s(n)，经过数模转换器转换为连续基带波信号s(t)，将s(t)上变频到射频域，得到通信信号向授权接收机发送，其中：

式中，f_s和分别表示通信信号的载波频率和初始相位；

S102.协同干扰机以功率P_c发送协同干扰信号以实现对窃听装置的干扰：

将协同干扰机看作节点c，设协同干扰机处协同干扰的数字基带信号为c(n)，且服从均值为零的高斯分布，经过数模转换器后转换为连续基带波信号c(t)，将c(t)上变频到射频域，得到信号向外发送，其中：

式中，f_c和分别表示协同干扰信号的载波频率和初始相位，协同干扰信息c(n)对授权接收机是已知的，但对窃听装置是未知的；

S103.授权接收机和窃听装置对射频信号进行接收：

将授权接收机看作节点r，授权接收机接收到的信号为：

将窃听装置看作节点e，窃听装置接收到的信号为：

其中，h_cr表示节点c和节点r间信号的复信道衰落，h_ce表示节点c和节点e间信号的复信道衰落，h_sr表示节点s和节点r间信号的复信道衰落，h_se表示节点s和节点e间信号的复信道衰落；τ_cr表示节点c和节点r间的传播时延、τ_ce表示节点c和节点e间的传播时延、τ_sr表示节点s和节点r间的传播时延、τ_se表示节点s和节点e间的传播时延；为授权接收机处的热噪声，为窃听装置处的热噪声，均与和不相关。

所述通信信号和协同干扰信号互不相关，且均在AWGN信道中进行传播；

进一步地，所述步骤S2包括以下子步骤：

S201.授权接收机对接收到的信号进行预处理：

考虑到实际系统中，授权接收机的振荡器并不总能与通信发射机和协同干扰机的振荡器完美匹配，三者之间可能存在频率和相位偏移，故设授权接收机的载波频率和初始相位分别为f_r和授权接收机处接收信号经下变频之后变为基带信号r(t)：

其中，Δf_cr＝f_c-f_r、Δf_sr＝f_s-f_r分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波频率偏移，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波相位偏移；nr(t)表示节点r处的等效基带噪声，

经模数转换器，将授权接收机处离散时间基带信号序列表示为r(n)：

r(n)＝r_c(n)+r_s(n)+w_r(n)

式中，表示协同干扰部分，表示通信信号部分，w_r(n)为噪声部分；D_cr＝τ_cr/T、D_sr＝τ_sr/T，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化传播时延，F_cr＝Δf_crT、F_sr＝Δf_srT，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化频率偏移，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的相位偏移；

S202.窃听装置对接收到的信号进行预处理：

与授权接收机同理，经模数转换器后窃听装置处接收信号为：

e(n)＝e_c(n)+e_s(n)+w_e(n)

其中，表示协同干扰部分，表示通信信号部分，w_e(n)为噪声部分；D_ce＝τ_ce/T、D_se＝τ_se/T，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化传播时延；F_ce＝Δf_ceT、F_se＝Δf_seT，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化频率偏移；分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的相位偏移。

进一步地，所述步骤S3包括以下子步骤：

S301.由于信号的传播时延并没有被完美同步，造成了存在同步误差，假设归一化传播时延的估计值为且协同干扰机与授权接收机间的频偏Δf_cr和等效信道衰落已经得到精确估计。经过信道补偿和时频对齐后，本地协同干扰数字基带参考信号c(n)变为：

令表示归一化同步误差，则有c(n-D_cr)＝c₀(n-D)。c₀(n-D)可以看作是c₀(n)的一个延迟重复，可展开成如下形式：

其中，A_D＝sinc(D)表示c₀(n)中由归一化同步误差引起的衰减系数。

c₀(n)服从均值为零的高斯分布，因此c₀(n)与它的延迟重复c_D(n)的线性组合不相关。则授权接收机处离散时间基带信号中协同干扰部分r_c(n)可以表示为：

其中，为来自其他符号的干扰成分，即符号间串扰(ISI)，且与互不相关。

S302.r_c(n)和的功率表示为：

协同干扰重建之后，进行协同干扰消除操作；考虑同步误差的影响，将授权接收机处残余协同干扰Δr_c(n)表示为：

Δr_c(n)的功率为：

P{Δr_c(n)}＝(2-2A_D)·|h_cr|²P_c

S303.协同干扰消除后，授权接收机处的信干噪比为：

其中，表示授权接收机处噪声的功率；

另一方面，窃听装置处的信干噪比为：

其中，表示窃听装置处的噪声功率，设功率约束关系为P_s+P_c＝P，P为发送通信信号和协同干扰的总功率预算；进一步简化节点r和节点e处通信信号功率与干扰和噪声功率和之比，引入比例因子α≥0，满足P_c＝αP_s，将授权接收机和窃听装置处的信干噪比表示为：

其中，η＝P/σ²表示归一化功率预算；通信系统中的信道衰落h_sr、h_cr、h_se和h_ce的获取方式如下：在节点r处进行信道估计可得到h_sr和h_cr的值，通过监测活跃的窃听装置并预测其活动得到h_se和h_ce的值。

进一步地，所述步骤S4包括以下子步骤：

S401.考虑授权接收机处由于不完美时间同步引起的协同干扰泄露，本功率分配方案需最大化保密能力，即使得主信道的通信容量比窃听信道的高出值达到最大化，对于AWGN信道，保密能力如下式：

根据上式，只有当授权接收机处的信干噪比高于窃听装置处，即γ_r＞γ_e时，才能保证保密能力为正值，将最大化保密能力问题进行数学化表示为：

S402.记最优功率分配因子为α^*，令a＝[2-2A_D]|h_cr|²η+1，b＝|h_sr|²η+1，c＝|h_ce|²η+1，d＝|h_se|²η+1，按如下准则分配功率：

(1)当a≥c且b＞d时，α^*取值0，此时通信系统的保密性能很好，无需发送协同干扰；

(2)当a＜c且时，最优功率分配因子α^*取值为：

(3)其他情形时，α^*取值为φ，此时系统最好停止发送通信信号和协同干扰，因为此时加密能力恒为非正值，即窃听装置总可以窃听到通信信息。

具体的，上述分配功率的原理如下：

令a＝[2-2A_D]|h_cr|²η+1，b＝|h_sr|²η+1，c＝|h_ce|²η+1，d＝|h_se|²η+1；

则可以表示为：

C_s对α的一阶导数为：

其中：

因为a≥1，b＞1，c＞1，d＞1，α≥0，故β(α)＞0。令则：

Aα²+Bα+C＝0

通过式C_s对α的一阶导数观察C_s的单调性，给出了以下四种情形的最佳功率分配因子：

情形1：对于A＝0，即a-c＝ad-bc，等价于b＞d，可得B＜0，Aα²+Bα+C＝0的解为：

当α＜α₀时，当α＞α₀时，因此随着α的增大，C_s先增大后减小，最大保密容量在α^*＝max{0,α₀}处取得。由b＞d可得故α₀＜0，此时的最佳功率分配因子为：

情形2：对于A≠0且B²＝4AC，即a-c≠ad-bc且(a-c)(ad-bc)＝0，等价于b＞d，可得A＜0，对于任意的α恒有即C_s是关于α的非增函数。最佳功率分配因子为：

情形3：对于A≠0且B²＜4AC，即(a-c)(ad-bc)＜0，最佳功率分配因子为：

具体地：

当a＞c，ad＜bc时，A＜0，可行条件为α≥0，此时对于任意的α恒有即C_s关于α单调递减，最佳功率分配因子为α^*＝0。

当a＜c，ad＞bc时，可行条件为φ。

情形4：对于A≠0且B²＞4AC，即a-c≠ad-bc且(a-c)(ad-bc)＞0，Aα²+Bα+C＝0的解为：

最佳功率分配因子为：

具体地：

1)当a-c＞ad-bc且b＞d时，A＜0，此时α≥0。当α＜α₂或α＞α₁时当α₂＜α＜α₁时因此随着α的递增，C_s先递减再递增再递减，最佳功率分配因子在α^*＝max{0,α₁}处获得。

若a-c＞ad-bc＞0，则由

ac(a-c)(ad-bc)(b-1)(d-1)

＜ac(a-c)(b-1)(a-c)(d-1)

＝ac[ab+(-bc-a+c)][(ad-a+c)-cd]

＜ac(ab-ad)(bc-cd)＝[ac(b-d)]²

可得α₁＜0，此时α^*＝0。

若0＞a-c＞ad-bc，同理可得α₁＞0，此时α^*＝α₁。

2)当a-c＞ad-bc且b≤d时，A＜0，此时当α＜α₂或α＞α₁时当α₂＜α＜α₁时因此随着α的递增,C_s先递减再递增再递减，最佳功率分配因子在α^*＝α₁处获得。

3)当a-c＜ad-bc且b＞d时，A＞0，此时当α＜α₁或α＞α₂时当α₁＜α＜α₂时因此C_s随着α的增大先递增再递减再递增，最佳功率分配因子在α^*＝max{0,α₁}处获得。

同理，若0＜a-c＜ad-bc，α^*＝0；若a-c＜ad-bc＜0，α^*＝α₁。

4)当a-c＜ad-bc且b≤d时，α^*取值为φ。

由情形1～4联立，即可得到步骤S402的功率分配结果。

在本申请的实施例中，根据本发明方法，构建基于协同干扰的点对点通信系统模型，原理如图2所示。通信发射机(节点s)以功率P_s向授权接收机(节点r)发送通信信号同时协同干扰机(节点c)以功率P_c发送协同干扰信号来干扰窃听装置(节点e)，且均在AWGN信道中进行传播。协同干扰信息对节点r是已知的，但对节点e是未知的。每个节点配有一个天线，且授权接收机处协同干扰的数字信号带宽是已知的。

为了对提出的考虑不完美时间同步的功率分配方案进行数值仿真验证，下述仿真中，通信信号和协同干扰均为独立同分布的高斯信号，除非特定说明，默认授权接收机和窃听装置在物理位置上相邻近。h_cr、h_ce、h_sr、h_se分别表示节点c和节点r、节点c和节点e、节点s和节点r、节点s和节点e间信号的复信道衰落，d_cr、d_ce、d_sr、d_se分别为节点c与节点r、节点c与节点e、节点s与节点r、节点s与节点e间的距离。具体的实施例参数设置如下表所示：

图3给出了考虑同步误差的协同干扰功率分配方案、未考虑同步误差的功率分配方案、时间已完美同步的理想功率分配方案三种情形下通信系统可以达到的保密容量，其中归一化的功率预算分别为90dB、100dB和110dB。如图所示，功率预算越大，则保密容量越大。因为随着协同干扰功率的增加，窃听装置处的信噪比降低得比授权接收机处更严重。当归一化同步误差小于时，同步误差的影响可以忽略不计，且功率预算越低，对同步误差的容忍度越大。因为此时协同干扰功率较小，授权接收机处由同步误差引起的残余干扰较弱。当归一化同步误差大于时，保密容量随着归一化同步误差的增加而降低，且当归一化同步误差超过1×10^-3时，协同干扰消除后授权接收机处的协同干扰功率仍强于窃听装置处，这将导致保密容量降至0，即窃听装置总能窃听到通信信息。进一步地，同步误差较大时，与未考虑同步误差的功率分配方案相比，本文提出的功率分配方案的保密容量提升了0.5bps/Hz。

图4给出了在满足保密容量的要求下，归一化最小功耗与归一化同步误差的关系，其中保密容量阈值分别为3bps/Hz、5bps/Hz、7bps/Hz。当归一化同步误差小于时，同步误差的影响可以忽略不计。当归一化同步误差大于时，为了满足保密容量的要求，归一化功耗随着同步误差的增加而增大。对于较小的同步误差，可以通过增大总功率预算来达到保密容量要求，表明同步误差的存在会导致功耗的增加。当同步误差增大时，为了达到预设的保密容量要求，本功率分配方案比不考虑同步误差的功率分配方案需要更少的功率消耗。当同步误差进一步增大时，即使提高功率预算可能也达不到预设的保密容量要求。例如当保密容量要求不低于5bps/Hz时，归一化同步误差应小于1×10^-5。

这里已经对本发明进行了详细地描述及证明，使本领域的技术人员可以理解及应用本发明。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其他不同形式的变化或变动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (6)

1.一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1.通信发射机产生并发送通信信号，协同干扰机产生并发送协同干扰信号；

S2.授权接收机和窃听装置分别对接收到的信号进行预处理，得到基带信号；

S3.数学表征授权接收机和窃听装置处的残余干扰功率和信干噪比；

S4.对不同情形的协同干扰进行最优功率分配。

2.根据权利要求1所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述步骤S1包括以下子步骤：

S101.通信发射机以功率P_s向授权接收机发送通信信号

将通信发射机看作节点s，设通信发射机处数字基带信号为s(n)，经过数模转换器转换为连续基带波信号s(t)，将s(t)上变频到射频域，得到通信信号向授权接收机发送，其中：

式中，f_s和分别表示通信信号的载波频率和初始相位；

S102.协同干扰机以功率P_c发送协同干扰信号以实现对窃听装置的干扰：

将协同干扰机看作节点c，设协同干扰机处协同干扰的数字基带信号为c(n)，且服从均值为零的高斯分布，经过数模转换器后转换为连续基带波信号c(t)，将c(t)上变频到射频域，得到信号向外发送，其中：

式中，f_c和分别表示协同干扰信号的载波频率和初始相位，协同干扰信息c(n)对授权接收机是已知的，但对窃听装置是未知的；

S103.授权接收机和窃听装置对射频信号进行接收：

将授权接收机看作节点r，授权接收机接收到的信号为：

将窃听装置看作节点e，窃听装置接收到的信号为：

其中，h_cr表示节点c和节点r间信号的复信道衰落，h_ce表示节点c和节点e间信号的复信道衰落，h_sr表示节点s和节点r间信号的复信道衰落，h_se表示节点s和节点e间信号的复信道衰落；τ_cr表示节点c和节点r间的传播时延、τ_ce表示节点c和节点e间的传播时延、τ_sr表示节点s和节点r间的传播时延、τ_se表示节点s和节点e间的传播时延；为授权接收机处的热噪声，为窃听装置处的热噪声，均与和不相关。

3.根据权利要求2所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述通信信号和协同干扰信号互不相关，且均在AWGN信道中进行传播。

4.根据权利要求1所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述步骤S2包括以下子步骤：

S201.授权接收机对接收到的信号进行预处理：

设授权接收机的载波频率和初始相位分别为f_r和授权接收机处接收信号经下变频之后变为基带信号r(t)：

其中，Δf_cr＝f_c-f_r、Δf_sr＝f_s-f_r分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波频率偏移，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波相位偏移；n_r(t)表示节点r处的等效基带噪声，

经模数转换器，将授权接收机处离散时间基带信号序列表示为r(n)：

r(n)＝r_c(n)+r_s(n)+w_r(n)

式中，表示协同干扰部分，表示通信信号部分，w_r(n)为噪声部分；D_cr＝τ_cr/T、D_sr＝τ_sr/T，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化传播时延，F_cr＝Δf_crT、F_sr＝Δf_srT，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化频偏，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的相位偏移；

S202.窃听装置对接收到的信号进行预处理：

与授权接收机同理，经模数转换器后窃听装置处接收信号为：

e(n)＝e_c(n)+e_s(n)+w_e(n)

其中，表示协同干扰部分，表示通信信号部分，w_e(n)为噪声部分；D_ce＝τ_ce/T、D_se＝τ_se/T，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化传播时延；F_ce＝Δf_ceT、F_se＝Δf_seT，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化频率偏移；分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的相位偏移。

5.根据权利要求1所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述步骤S3包括以下子步骤：

S301.假设归一化传播时延的估计值为且协同干扰机与授权接收机间的频偏Δf_cr和等效信道衰落已经得到精确估计；经过信道补偿和时频对齐后，本地协同干扰数字基带参考信号c(n)变为：

令表示归一化同步误差，则有c(n-D_cr)＝c₀(n-D)；c₀(n-D)看作是c₀(n)的一个延迟重复，展开成如下形式：

其中，A_D＝sinc(D)表示c₀(n)中由归一化同步误差引起的衰减系数；

c₀(n)服从均值为零的高斯分布，因此c₀(n)与它的延迟重复c_D(n)的线性组合不相关；则授权接收机处离散时间基带信号中协同干扰部分r_c(n)表示为：

其中，为来自其他符号的干扰成分，即符号间串扰，且与互不相关；

S302.r_c(n)和的功率表示为：

协同干扰重建之后，进行协同干扰消除操作；考虑同步误差的影响，将授权接收机处残余协同干扰Δr_c(n)表示为：

Δr_c(n)的功率为：

P{Δr_c(n)}＝(2-2A_D)·|h_cr|²P_c

S303.协同干扰消除后，授权接收机处的信干噪比为：

其中，表示授权接收机处噪声的功率；

另一方面，窃听装置处的信干噪比为：

其中，表示窃听装置处的噪声功率，设功率约束关系为P_s+P_c＝P，P为发送通信信号和协同干扰的总功率预算；进一步简化节点r和节点e处通信信号功率与干扰和噪声功率和之比，引入比例因子α≥0，满足P_c＝αP_s，将授权接收机和窃听装置处的信干噪比表示为：

其中，η＝P/σ²表示归一化功率预算；通信系统中的信道衰落h_sr、h_cr、h_se和h_ce的获取方式如下：在节点r处进行信道估计得到h_sr和h_cr的值，通过监测活跃的窃听装置并预测其活动得到h_se和h_ce的值。

6.根据权利要求1所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述步骤S4包括以下子步骤：

S401.考虑授权接收机处由于不完美时间同步引起的协同干扰泄露，本功率分配方案需最大化保密能力，即使得主信道的通信容量比窃听信道的高出值达到最大化，对于AWGN信道，保密能力如下式：

根据上式，只有当授权接收机处的信干噪比高于窃听装置处，即γ_r＞γ_e时，才能保证保密能力为正值，将最大化保密能力问题进行数学化表示为：

S402.记最优功率分配因子为α^*，令a＝[2-2A_D]|h_cr|²η+1，

b＝|h_sr|²η+1，c＝|h_ce|²η+1，d＝|h_se|²η+1，按如下准则分配功率：

(1)当a≥c且b＞d时，α^*取值0，此时通信系统的保密性能很好，无需发送协同干扰；

(2)当a＜c且时，最优功率分配因子α^*取值为：

(3)其他情形时，α^*取值为φ，此时系统最好停止发送通信信号和协同干扰，因为此时加密能力恒为非正值，即窃听装置总能窃听到通信信息。