CN110248360B - 一种协同干扰功率分配方法 - Google Patents

一种协同干扰功率分配方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110248360B
CN110248360B CN201910520015.3A CN201910520015A CN110248360B CN 110248360 B CN110248360 B CN 110248360B CN 201910520015 A CN201910520015 A CN 201910520015A CN 110248360 B CN110248360 B CN 110248360B
Authority
CN
China
Prior art keywords
node
signal
interference
representing
cooperative
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910520015.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110248360A (zh
Inventor
郭文博
赵宏志
宋长庆
唐友喜
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
University of Electronic Science and Technology of China
Original Assignee
University of Electronic Science and Technology of China
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by University of Electronic Science and Technology of China filed Critical University of Electronic Science and Technology of China
Priority to CN201910520015.3A priority Critical patent/CN110248360B/zh
Publication of CN110248360A publication Critical patent/CN110248360A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110248360B publication Critical patent/CN110248360B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/382—Monitoring; Testing of propagation channels for resource allocation, admission control or handover
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W12/00—Security arrangements; Authentication; Protecting privacy or anonymity
    • H04W12/03—Protecting confidentiality, e.g. by encryption
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/04—Wireless resource allocation
    • H04W72/044—Wireless resource allocation based on the type of the allocated resource
    • H04W72/0473—Wireless resource allocation based on the type of the allocated resource the resource being transmission power
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/50—Allocation or scheduling criteria for wireless resources
    • H04W72/53—Allocation or scheduling criteria for wireless resources based on regulatory allocation policies
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Security & Cryptography (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

本发明公开了一种协同干扰功率分配方法,包括以下步骤：S1.通信发射机产生并发送通信信号，协同干扰机产生并发送协同干扰信号；S2.授权接收机和窃听装置分别对接收到的信号进行预处理，得到基带信号；S3.数学表征授权接收机和窃听装置处的残余干扰功率和信干噪比；S4.对不同情形的协同干扰进行最优功率分配。本发明将授权接收机处由时间同步误差引起的残余干扰考虑在内，提出了一种加性高斯白噪声信道下保密能力最大化的功率分配方案，得到了精确的闭环解，有助于提高通信和安全性能。

Description

一种协同干扰功率分配方法
技术领域
本发明涉及无线通信中的协同干扰，特别是涉及一种协同干扰功率分配方法。
背景技术
广播特性提高了无线通信的可接入性，使其在物联网中发挥着重要作用，但同时也增加了通信信息被非法窃听的风险。为了降低这个风险，物理层安全被认为是一个可行的解决方案，可以应用于下一代无线通信。然而研究表明，只有窃听信道弱于合法信道时，通信安全才能得到保证，这限制了通信系统的安全性能。为了打破这一限制，协同干扰被提出用来主动降低窃听信道的质量，进而提高安全性。
由于协同干扰的先验信息对授权接收机已知、对窃听装置未知，因此在授权接收机处进行时频同步和信道估计后可以消除协同干扰，而窃听装置处无法做到这一点，从而提高了合法信道的安全性。然而，现有很多研究未曾考虑实际系统中的任何非理想因素，假设协同干扰在授权接收机处被完美消除。例如，在上述完美干扰抵消的假设下，一部分研究了单跳通信网络的安全通信，其中通信发射机向授权接收机发送通信信号，同时协同干扰机发送协同干扰以干扰窃听装置。一部分研究了两跳通信网络的安全通信：在第一阶段，通信发射机将通信信号发送给中继器，同时授权接收机发送协同干扰信号对窃听装置进行干扰；在第二阶段，中继器把混合信号转发给授权接收机。在此过程中，虽然协同干扰的先验信息对授权接收机是已知的，但经中继器转发后协同干扰可能会产生未知的时延，导致完美的干扰抵消难以实施。
由于精确的时间同步难以实施，导致授权接收机很难彻底消除协同干扰的影响。更严重的是，由于协同干扰功率大于通信信号功率，干扰消除后即使微弱的同步误差也会造成相当大的干扰泄漏，很大程度地降低了通信的安全性能。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种协同干扰功率分配方法，使加性高斯白噪声信道的保密能力达到最大，有助于提高通信的安全性能。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种协同干扰功率分配方法，包括以下步骤：
S1.通信发射机产生并发送通信信号，协同干扰机产生并发送协同干扰信号；
S2.授权接收机和窃听装置分别对接收到的信号进行预处理，得到基带信号；
S3.数学表征授权接收机和窃听装置处的残余干扰功率和信干噪比；
S4.对不同情形的协同干扰进行最优功率分配。
其中，所述步骤S1包括以下子步骤：
S101.通信发射机以功率Ps向授权接收机发送通信信号
Figure BDA0002096370370000021
将通信发射机看作节点s，设通信发射机处数字基带信号为s(n)，经过数模转换器转换为连续基带波信号s(t)，将s(t)上变频到射频域，得到通信信号
Figure BDA0002096370370000022
向授权接收机发送，其中：
Figure BDA0002096370370000023
式中，fs和
Figure BDA0002096370370000024
分别表示通信信号
Figure BDA0002096370370000025
的载波频率和初始相位；
S102.协同干扰机以功率Pc发送协同干扰信号
Figure BDA0002096370370000026
以实现对窃听装置的干扰：
将协同干扰机看作节点c，设协同干扰机处协同干扰的数字基带信号为c(n)，且服从均值为零的高斯分布，经过数模转换器后转换为连续基带波信号c(t)，将c(t)上变频到射频域，得到信号
Figure BDA0002096370370000027
向外发送，其中：
Figure BDA0002096370370000028
式中，fc和
Figure BDA0002096370370000029
分别表示协同干扰信号
Figure BDA00020963703700000210
的载波频率和初始相位，协同干扰信息c(n)对授权接收机是已知的，但对窃听装置是未知的；
S103.授权接收机和窃听装置对射频信号进行接收：
将授权接收机看作节点r，授权接收机接收到的信号为：
Figure BDA00020963703700000211
将窃听装置看作节点e，窃听装置接收到的信号为：
Figure BDA00020963703700000212
其中，hcr表示节点c和节点r间信号的复信道衰落，hce表示节点c和节点e间信号的复信道衰落，hsr表示节点s和节点r间信号的复信道衰落，hse表示节点s和节点e间信号的复信道衰落；τcr表示节点c和节点r间的传播时延、τce表示节点c和节点e间的传播时延、τsr表示节点s和节点r间的传播时延、τse表示节点s和节点e间的传播时延；
Figure BDA00020963703700000213
为授权接收机处的热噪声，
Figure BDA00020963703700000214
为窃听装置处的热噪声，
Figure BDA00020963703700000215
均与
Figure BDA00020963703700000216
和
Figure BDA00020963703700000217
不相关。
所述通信信号
Figure BDA00020963703700000218
和协同干扰信号
Figure BDA00020963703700000219
互不相关，且均在AWGN信道中进行传播；
进一步地，所述步骤S2包括以下子步骤：
S201.授权接收机对接收到的信号进行预处理：
考虑到实际系统中，授权接收机的振荡器并不总能与通信发射机和协同干扰机的振荡器完美匹配，三者之间可能存在频率和相位偏移，故设授权接收机的载波频率和初始相位分别为fr和
Figure BDA0002096370370000031
授权接收机处接收信号
Figure BDA0002096370370000032
经下变频之后变为基带信号r(t)：
Figure BDA0002096370370000033
其中，Δfcr＝fc-fr、Δfsr＝fs-fr分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波频率偏移，
Figure BDA0002096370370000034
分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波相位偏移；nr(t)表示节点r处的等效基带噪声，
Figure BDA0002096370370000035
经模数转换器，将授权接收机处离散时间基带信号序列表示为r(n)：
r(n)＝rc(n)+rs(n)+wr(n)
式中，
Figure BDA0002096370370000036
表示协同干扰部分，
Figure BDA0002096370370000037
表示通信信号部分，wr(n)为噪声部分；Dcr＝τcr/T、Dsr＝τsr/T，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化传播时延，Fcr＝ΔfcrT、Fsr＝ΔfsrT，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化频率偏移，
Figure BDA0002096370370000038
分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的相位偏移；
S202.窃听装置对接收到的信号进行预处理：
与授权接收机同理，经模数转换器后窃听装置处接收信号为：
e(n)＝ec(n)+es(n)+we(n)
其中，
Figure BDA0002096370370000039
表示协同干扰部分，
Figure BDA00020963703700000310
表示通信信号部分，we(n)为噪声部分；Dce＝τce/T、Dse＝τse/T，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化传播时延；Fce＝ΔfceT、Fse＝ΔfseT，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化频率偏移；
Figure BDA00020963703700000311
分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的相位偏移。
进一步地，所述步骤S3包括以下子步骤：
S301.由于信号的传播时延并没有被完美同步，造成了存在同步误差；假设归一化传播时延的估计值为
Figure BDA00020963703700000312
且协同干扰机与授权接收机间的频偏Δfcr和等效信道衰落
Figure BDA00020963703700000313
已经得到精确估计。经过信道补偿和时频对齐后，本地协同干扰数字基带参考信号c(n)变为：
Figure BDA0002096370370000041
令
Figure BDA0002096370370000042
表示归一化同步误差，则有c(n-Dcr)＝c0(n-D)。c0(n-D)可以看作是c0(n)的一个延迟重复，可展开成如下形式：
Figure BDA0002096370370000043
其中，
Figure BDA0002096370370000044
AD＝sinc(D)表示c0(n)中由归一化同步误差引起的衰减系数。
c0(n)服从均值为零的高斯分布，因此c0(n)与它的延迟重复cD(n)的线性组合不相关。则授权接收机处离散时间基带信号中协同干扰部分rc(n)可以表示为：
Figure BDA0002096370370000045
其中，
Figure BDA0002096370370000046
为来自其他符号的干扰成分，即符号间串扰(ISI)，且
Figure BDA0002096370370000047
与
Figure BDA0002096370370000048
互不相关。
S302.rc(n)和
Figure BDA0002096370370000049
的功率表示为：
Figure BDA00020963703700000410
Figure BDA00020963703700000411
协同干扰重建之后，进行协同干扰消除操作；考虑同步误差的影响，将授权接收机处残余协同干扰Δrc(n)表示为：
Figure BDA00020963703700000412
Δrc(n)的功率为：
P{Δrc(n)}＝(2-2AD)·|hcr|2Pc
S303.协同干扰消除后，授权接收机处的信干噪比为：
Figure BDA00020963703700000413
其中，
Figure BDA00020963703700000414
表示授权接收机处噪声的功率；
另一方面，窃听装置处的信干噪比为：
Figure BDA0002096370370000051
其中，
Figure BDA0002096370370000052
表示窃听装置处的噪声功率，设
Figure BDA0002096370370000053
功率约束关系为Ps+Pc＝P，P为发送通信信号和协同干扰的总功率预算；进一步简化节点r和节点e处通信信号功率与干扰和噪声功率和之比，引入比例因子α≥0，满足Pc＝αPs，将授权接收机和窃听装置处的信干噪比表示为：
Figure BDA0002096370370000054
Figure BDA0002096370370000055
其中，η＝P/σ2表示归一化功率预算；通信系统中的信道衰落hsr、hcr、hse和hce的获取方式如下：在节点r处进行信道估计可得到hsr和hcr的值，通过监测活跃的窃听装置并预测其活动得到hse和hce的值。
进一步地，所述步骤S4包括以下子步骤：
S401.考虑授权接收机处由于不完美时间同步引起的协同干扰泄露，本功率分配方案需最大化保密能力，即使得主信道的通信容量比窃听信道的高出值达到最大化，对于AWGN信道，保密能力如下式：
Figure BDA0002096370370000056
根据上式，只有当授权接收机处的信干噪比高于窃听装置处，即γr＞γe时，才能保证保密能力为正值，将最大化保密能力问题进行数学化表示为：
Figure BDA0002096370370000057
Figure BDA0002096370370000058
S402.记最优功率分配因子为α*，令a＝[2-2AD]|hcr|2η+1，b＝|hsr|2η+1，c＝|hce|2η+1，d＝|hse|2η+1，按如下准则分配功率：
(1)当a≥c且b＞d时，α*取值0，此时通信系统的保密性能很好，无需发送协同干扰；
(2)当a＜c且
Figure BDA0002096370370000061
时，最优功率分配因子α*取值为：
Figure BDA0002096370370000062
(3)其他情形时，α*取值为φ，此时系统最好停止发送通信信号和协同干扰，因为此时加密能力恒为非正值，即窃听装置总可以窃听到通信信息。
本发明的有益效果是：本发明考虑不完美时间同步在授权接收机处引入的残余协同干扰，提出了一种加性高斯白噪声(AWGN)信道下保密能力最大化的功率分配方案，数学表征了授权接收机处的残余干扰功率，并给出了不同情形下的功率分配方法，有助于提高通信的安全性能。
附图说明
图1为本发明的方法流程图；
图2为实施例中基于协同干扰的点对点通信系统模型原理示意图；
图3为实施例中不同方案的通信系统保密容量对比示意图；
图4为实施例中归一化最小功耗与归一化同步误差的关系示意图。
具体实施方式
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
如图1所示，一种协同干扰功率分配方法，包括以下步骤：
S1.通信发射机产生并发送通信信号，协同干扰机产生并发送协同干扰信号；
S2.授权接收机和窃听装置分别对接收到的信号进行预处理，得到基带信号；
S3.数学表征授权接收机和窃听装置处的残余干扰功率和信干噪比；
S4.对不同情形的协同干扰进行最优功率分配。
其中，所述步骤S1包括以下子步骤：
S101.通信发射机以功率Ps向授权接收机发送通信信号
Figure BDA0002096370370000063
将通信发射机看作节点s，设通信发射机处数字基带信号为s(n)，经过数模转换器转换为连续基带波信号s(t)，将s(t)上变频到射频域，得到通信信号
Figure BDA0002096370370000064
向授权接收机发送，其中：
Figure BDA0002096370370000065
式中，fs和
Figure BDA0002096370370000066
分别表示通信信号
Figure BDA0002096370370000067
的载波频率和初始相位；
S102.协同干扰机以功率Pc发送协同干扰信号
Figure BDA0002096370370000068
以实现对窃听装置的干扰：
将协同干扰机看作节点c，设协同干扰机处协同干扰的数字基带信号为c(n)，且服从均值为零的高斯分布，经过数模转换器后转换为连续基带波信号c(t)，将c(t)上变频到射频域，得到信号
Figure BDA0002096370370000071
向外发送，其中：
Figure BDA0002096370370000072
式中，fc和
Figure BDA0002096370370000073
分别表示协同干扰信号
Figure BDA0002096370370000074
的载波频率和初始相位，协同干扰信息c(n)对授权接收机是已知的，但对窃听装置是未知的；
S103.授权接收机和窃听装置对射频信号进行接收：
将授权接收机看作节点r，授权接收机接收到的信号为：
Figure BDA0002096370370000075
将窃听装置看作节点e，窃听装置接收到的信号为：
Figure BDA0002096370370000076
其中，hcr表示节点c和节点r间信号的复信道衰落，hce表示节点c和节点e间信号的复信道衰落，hsr表示节点s和节点r间信号的复信道衰落，hse表示节点s和节点e间信号的复信道衰落；τcr表示节点c和节点r间的传播时延、τce表示节点c和节点e间的传播时延、τsr表示节点s和节点r间的传播时延、τse表示节点s和节点e间的传播时延；
Figure BDA0002096370370000077
为授权接收机处的热噪声，
Figure BDA00020963703700000717
为窃听装置处的热噪声，
Figure BDA0002096370370000078
均与
Figure BDA0002096370370000079
和
Figure BDA00020963703700000710
不相关。
所述通信信号
Figure BDA00020963703700000711
和协同干扰信号
Figure BDA00020963703700000712
互不相关，且均在AWGN信道中进行传播；
进一步地，所述步骤S2包括以下子步骤：
S201.授权接收机对接收到的信号进行预处理：
考虑到实际系统中，授权接收机的振荡器并不总能与通信发射机和协同干扰机的振荡器完美匹配，三者之间可能存在频率和相位偏移，故设授权接收机的载波频率和初始相位分别为fr和
Figure BDA00020963703700000713
授权接收机处接收信号
Figure BDA00020963703700000714
经下变频之后变为基带信号r(t)：
Figure BDA00020963703700000715
其中，Δfcr＝fc-fr、Δfsr＝fs-fr分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波频率偏移，
Figure BDA00020963703700000716
分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波相位偏移；nr(t)表示节点r处的等效基带噪声，
Figure BDA0002096370370000081
经模数转换器，将授权接收机处离散时间基带信号序列表示为r(n)：
r(n)＝rc(n)+rs(n)+wr(n)
式中，
Figure BDA0002096370370000082
表示协同干扰部分，
Figure BDA0002096370370000083
表示通信信号部分，wr(n)为噪声部分；Dcr＝τcr/T、Dsr＝τsr/T，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化传播时延，Fcr＝ΔfcrT、Fsr＝ΔfsrT，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化频率偏移，
Figure BDA0002096370370000084
分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的相位偏移；
S202.窃听装置对接收到的信号进行预处理：
与授权接收机同理，经模数转换器后窃听装置处接收信号为：
e(n)＝ec(n)+es(n)+we(n)
其中，
Figure BDA0002096370370000085
表示协同干扰部分，
Figure BDA0002096370370000086
表示通信信号部分，we(n)为噪声部分；Dce＝τce/T、Dse＝τse/T，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化传播时延；Fce＝ΔfceT、Fse＝ΔfseT，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化频率偏移；
Figure BDA0002096370370000087
分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的相位偏移。
进一步地，所述步骤S3包括以下子步骤：
S301.由于信号的传播时延并没有被完美同步，造成了存在同步误差，假设归一化传播时延的估计值为
Figure BDA0002096370370000088
且协同干扰机与授权接收机间的频偏Δfcr和等效信道衰落
Figure BDA0002096370370000089
已经得到精确估计。经过信道补偿和时频对齐后，本地协同干扰数字基带参考信号c(n)变为：
Figure BDA00020963703700000810
令
Figure BDA00020963703700000811
表示归一化同步误差，则有c(n-Dcr)＝c0(n-D)。c0(n-D)可以看作是c0(n)的一个延迟重复，可展开成如下形式：
Figure BDA00020963703700000812
其中，
Figure BDA0002096370370000091
AD＝sinc(D)表示c0(n)中由归一化同步误差引起的衰减系数。
c0(n)服从均值为零的高斯分布，因此c0(n)与它的延迟重复cD(n)的线性组合不相关。则授权接收机处离散时间基带信号中协同干扰部分rc(n)可以表示为：
Figure BDA0002096370370000092
其中，
Figure BDA0002096370370000093
为来自其他符号的干扰成分，即符号间串扰(ISI)，且
Figure BDA0002096370370000094
与
Figure BDA0002096370370000095
互不相关。
S302.rc(n)和
Figure BDA0002096370370000096
的功率表示为：
Figure BDA0002096370370000097
Figure BDA0002096370370000098
协同干扰重建之后，进行协同干扰消除操作；考虑同步误差的影响，将授权接收机处残余协同干扰Δrc(n)表示为：
Figure BDA0002096370370000099
Δrc(n)的功率为：
P{Δrc(n)}＝(2-2AD)·|hcr|2Pc
S303.协同干扰消除后，授权接收机处的信干噪比为：
Figure BDA00020963703700000915
其中，
Figure BDA00020963703700000910
表示授权接收机处噪声的功率；
另一方面，窃听装置处的信干噪比为：
Figure BDA00020963703700000911
其中，
Figure BDA00020963703700000912
表示窃听装置处的噪声功率，设
Figure BDA00020963703700000913
功率约束关系为Ps+Pc＝P，P为发送通信信号和协同干扰的总功率预算；进一步简化节点r和节点e处通信信号功率与干扰和噪声功率和之比，引入比例因子α≥0，满足Pc＝αPs，将授权接收机和窃听装置处的信干噪比表示为：
Figure BDA00020963703700000914
Figure BDA0002096370370000101
其中，η＝P/σ2表示归一化功率预算；通信系统中的信道衰落hsr、hcr、hse和hce的获取方式如下：在节点r处进行信道估计可得到hsr和hcr的值，通过监测活跃的窃听装置并预测其活动得到hse和hce的值。
进一步地，所述步骤S4包括以下子步骤：
S401.考虑授权接收机处由于不完美时间同步引起的协同干扰泄露，本功率分配方案需最大化保密能力，即使得主信道的通信容量比窃听信道的高出值达到最大化，对于AWGN信道，保密能力如下式：
Figure BDA0002096370370000102
根据上式，只有当授权接收机处的信干噪比高于窃听装置处，即γr＞γe时，才能保证保密能力为正值，将最大化保密能力问题进行数学化表示为：
Figure BDA0002096370370000103
Figure BDA0002096370370000104
S402.记最优功率分配因子为α*，令a＝[2-2AD]|hcr|2η+1，b＝|hsr|2η+1，c＝|hce|2η+1，d＝|hse|2η+1，按如下准则分配功率：
(1)当a≥c且b＞d时，α*取值0，此时通信系统的保密性能很好，无需发送协同干扰；
(2)当a＜c且
Figure BDA0002096370370000105
时，最优功率分配因子α*取值为：
Figure BDA0002096370370000106
(3)其他情形时，α*取值为φ，此时系统最好停止发送通信信号和协同干扰，因为此时加密能力恒为非正值，即窃听装置总可以窃听到通信信息。
具体的，上述分配功率的原理如下：
令a＝[2-2AD]|hcr|2η+1，b＝|hsr|2η+1，c＝|hce|2η+1，d＝|hse|2η+1；
则
Figure BDA0002096370370000111
可以表示为：
Figure BDA0002096370370000112
Figure BDA0002096370370000113
Cs对α的一阶导数为：
Figure BDA0002096370370000114
其中：
Figure BDA0002096370370000115
因为a≥1，b＞1，c＞1，d＞1，α≥0，故β(α)＞0。令
Figure BDA0002096370370000116
则：
Aα2+Bα+C＝0
通过式Cs对α的一阶导数观察Cs的单调性，给出了以下四种情形的最佳功率分配因子：
情形1：对于A＝0，即a-c＝ad-bc，等价于b＞d，可得B＜0，Aα2+Bα+C＝0的解为：
Figure BDA0002096370370000117
当α＜α0时，
Figure BDA0002096370370000118
当α＞α0时，
Figure BDA0002096370370000119
因此随着α的增大，Cs先增大后减小，最大保密容量在α*＝max{0,α0}处取得。由b＞d可得
Figure BDA00020963703700001110
故α0＜0，此时的最佳功率分配因子为：
Figure BDA00020963703700001111
情形2：对于A≠0且B2＝4AC，即a-c≠ad-bc且(a-c)(ad-bc)＝0，等价于b＞d，可得A＜0，对于任意的α恒有
Figure BDA0002096370370000121
即Cs是关于α的非增函数。最佳功率分配因子为：
Figure BDA0002096370370000122
情形3：对于A≠0且B2＜4AC，即(a-c)(ad-bc)＜0，最佳功率分配因子为：
Figure BDA0002096370370000123
具体地：
当a＞c，ad＜bc时，A＜0，可行条件为α≥0，此时对于任意的α恒有
Figure BDA0002096370370000124
即Cs关于α单调递减，最佳功率分配因子为α*＝0。
当a＜c，ad＞bc时，可行条件为φ。
情形4：对于A≠0且B2＞4AC，即a-c≠ad-bc且(a-c)(ad-bc)＞0，Aα2+Bα+C＝0的解为：
Figure BDA0002096370370000125
Figure BDA0002096370370000126
最佳功率分配因子为：
Figure BDA0002096370370000127
具体地：
1)当a-c＞ad-bc且b＞d时，A＜0，此时α≥0。当α＜α2或α＞α1时
Figure BDA0002096370370000128
当α2＜α＜α1时
Figure BDA0002096370370000129
因此随着α的递增，Cs先递减再递增再递减，最佳功率分配因子在α*＝max{0,α1}处获得。
若a-c＞ad-bc＞0，则由
ac(a-c)(ad-bc)(b-1)(d-1)
＜ac(a-c)(b-1)(a-c)(d-1)
＝ac[ab+(-bc-a+c)][(ad-a+c)-cd]
＜ac(ab-ad)(bc-cd)＝[ac(b-d)]2
可得α1＜0，此时α*＝0。
若0＞a-c＞ad-bc，同理可得α1＞0，此时α*＝α1。
2)当a-c＞ad-bc且b≤d时，A＜0，此时
Figure BDA0002096370370000131
当α＜α2或α＞α1时
Figure BDA0002096370370000132
当α2＜α＜α1时
Figure BDA0002096370370000133
因此随着α的递增,Cs先递减再递增再递减，最佳功率分配因子在α*＝α1处获得。
3)当a-c＜ad-bc且b＞d时，A＞0，此时
Figure BDA0002096370370000134
当α＜α1或α＞α2时
Figure BDA0002096370370000135
当α1＜α＜α2时
Figure BDA0002096370370000136
因此Cs随着α的增大先递增再递减再递增，最佳功率分配因子在α*＝max{0,α1}处获得。
同理，若0＜a-c＜ad-bc，α*＝0；若a-c＜ad-bc＜0，α*＝α1。
4)当a-c＜ad-bc且b≤d时，α*取值为φ。
由情形1～4联立，即可得到步骤S402的功率分配结果。
在本申请的实施例中，根据本发明方法，构建基于协同干扰的点对点通信系统模型，原理如图2所示。通信发射机(节点s)以功率Ps向授权接收机(节点r)发送通信信号
Figure BDA0002096370370000137
同时协同干扰机(节点c)以功率Pc发送协同干扰信号
Figure BDA0002096370370000138
来干扰窃听装置(节点e)，且均在AWGN信道中进行传播。协同干扰信息对节点r是已知的，但对节点e是未知的。每个节点配有一个天线，且授权接收机处协同干扰的数字信号带宽是已知的。
为了对提出的考虑不完美时间同步的功率分配方案进行数值仿真验证，下述仿真中，通信信号和协同干扰均为独立同分布的高斯信号，除非特定说明，默认授权接收机和窃听装置在物理位置上相邻近。hcr、hce、hsr、hse分别表示节点c和节点r、节点c和节点e、节点s和节点r、节点s和节点e间信号的复信道衰落，dcr、dce、dsr、dse分别为节点c与节点r、节点c与节点e、节点s与节点r、节点s与节点e间的距离。具体的实施例参数设置如下表所示：
Figure BDA0002096370370000141
图3给出了考虑同步误差的协同干扰功率分配方案、未考虑同步误差的功率分配方案、时间已完美同步的理想功率分配方案三种情形下通信系统可以达到的保密容量，其中归一化的功率预算分别为90dB、100dB和110dB。如图所示，功率预算越大，则保密容量越大。因为随着协同干扰功率的增加，窃听装置处的信噪比降低得比授权接收机处更严重。当归一化同步误差小于
Figure BDA0002096370370000142
时，同步误差的影响可以忽略不计，且功率预算越低，对同步误差的容忍度越大。因为此时协同干扰功率较小，授权接收机处由同步误差引起的残余干扰较弱。当归一化同步误差大于
Figure BDA0002096370370000143
时，保密容量随着归一化同步误差的增加而降低，且当归一化同步误差超过1×10-3时，协同干扰消除后授权接收机处的协同干扰功率仍强于窃听装置处，这将导致保密容量降至0，即窃听装置总能窃听到通信信息。进一步地，同步误差较大时，与未考虑同步误差的功率分配方案相比，本文提出的功率分配方案的保密容量提升了0.5bps/Hz。
图4给出了在满足保密容量的要求下，归一化最小功耗与归一化同步误差的关系，其中保密容量阈值分别为3bps/Hz、5bps/Hz、7bps/Hz。当归一化同步误差小于
Figure BDA0002096370370000144
时，同步误差的影响可以忽略不计。当归一化同步误差大于
Figure BDA0002096370370000145
时，为了满足保密容量的要求，归一化功耗随着同步误差的增加而增大。对于较小的同步误差，可以通过增大总功率预算来达到保密容量要求，表明同步误差的存在会导致功耗的增加。当同步误差增大时，为了达到预设的保密容量要求，本功率分配方案比不考虑同步误差的功率分配方案需要更少的功率消耗。当同步误差进一步增大时，即使提高功率预算可能也达不到预设的保密容量要求。例如当保密容量要求不低于5bps/Hz时，归一化同步误差应小于1×10-5。
这里已经对本发明进行了详细地描述及证明，使本领域的技术人员可以理解及应用本发明。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其他不同形式的变化或变动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (5)

1.一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.通信发射机产生并发送通信信号，协同干扰机产生并发送协同干扰信号；
S2.授权接收机和窃听装置分别对接收到的信号进行预处理，得到基带信号；
S3.数学表征授权接收机和窃听装置处的残余干扰功率和信干噪比；
S4.对不同情形的协同干扰进行最优功率分配：
所述步骤S4包括以下子步骤：
S401.考虑授权接收机处由于不完美时间同步引起的协同干扰泄露，功率分配方案需最大化保密能力，即使得主信道的通信容量比窃听信道的高出值达到最大化，对于AWGN信道，保密能力如下式：
Figure FDA0002648578670000011
其中，γr为授权接收机处的信干噪比，γe为窃听装置处的信干噪比，根据上式，只有当授权接收机处的信干噪比高于窃听装置处，即γr＞γe时，才能保证保密能力为正值，将最大化保密能力问题进行数学化表示为：
Figure FDA0002648578670000012
Figure FDA0002648578670000013
S402.记最优功率分配因子为α*，令a＝[2-2AD]|hcr|2η+1，b＝|hsr|2η+1，
c＝|hce|2η+1，d＝|hse|2η+1，其中，将通信发射机看作节点s，将协同干扰机看作节点c，将授权接收机看作节点r，将窃听装置看作节点e，则hcr表示节点c和节点r间信号的复信道衰落，hce表示节点c和节点e间信号的复信道衰落，hsr表示节点s和节点r间信号的复信道衰落，hse表示节点s和节点e间信号的复信道衰落，η表示归一化功率预算；AD表示由归一化同步误差
Figure FDA0002648578670000014
引起的衰减系数，其中，Dcr表示节点c和节点r的归一化传播时延，
Figure FDA0002648578670000015
为节点c和节点r归一化传播时延的估计值；
按如下准则分配功率：
(1)当a≥c且b＞d时，α*取值0，此时通信系统的保密性能很好，无需发送协同干扰；
(2)当a＜c且
Figure FDA0002648578670000016
时，最优功率分配因子α*取值为：
Figure FDA0002648578670000021
(3)其他情形时，α*取值为空集φ，此时系统停止发送通信信号和协同干扰。
2.根据权利要求1所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述步骤S1包括以下子步骤：
S101.通信发射机以功率Ps向授权接收机发送通信信号
Figure FDA0002648578670000022
将通信发射机看作节点s，设通信发射机处数字基带信号为s(n)，经过数模转换器转换为连续基带波信号s(t)，将s(t)上变频到射频域，得到通信信号
Figure FDA0002648578670000023
向授权接收机发送，其中：
Figure FDA0002648578670000024
式中，fs和
Figure FDA0002648578670000025
分别表示通信信号
Figure FDA0002648578670000026
的载波频率和初始相位；
S102.协同干扰机以功率Pc发送协同干扰信号
Figure FDA0002648578670000027
以实现对窃听装置的干扰：
将协同干扰机看作节点c，设协同干扰机处协同干扰的数字基带信号为c(n)，且服从均值为零的高斯分布，经过数模转换器后转换为连续基带波信号c(t)，将c(t)上变频到射频域，得到信号
Figure FDA0002648578670000028
向外发送，其中：
Figure FDA0002648578670000029
式中，fc和
Figure FDA00026485786700000210
分别表示协同干扰信号
Figure FDA00026485786700000211
的载波频率和初始相位，协同干扰信息c(n)对授权接收机是已知的，但对窃听装置是未知的；
S103.授权接收机和窃听装置对射频信号进行接收：
将授权接收机看作节点r，授权接收机接收到的信号为：
Figure FDA00026485786700000212
将窃听装置看作节点e，窃听装置接收到的信号为：
Figure FDA00026485786700000213
其中，hcr表示节点c和节点r间信号的复信道衰落，hce表示节点c和节点e间信号的复信道衰落，hsr表示节点s和节点r间信号的复信道衰落，hse表示节点s和节点e间信号的复信道衰落；τcr表示节点c和节点r间的传播时延、τce表示节点c和节点e间的传播时延、τsr表示节点s和节点r间的传播时延、τse表示节点s和节点e间的传播时延；
Figure FDA00026485786700000214
为授权接收机处的热噪声，
Figure FDA0002648578670000031
为窃听装置处的热噪声，
Figure FDA0002648578670000032
均与
Figure FDA0002648578670000033
和
Figure FDA0002648578670000034
不相关。
3.根据权利要求2所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述通信信号
Figure FDA0002648578670000035
和协同干扰信号
Figure FDA0002648578670000036
互不相关，且均在AWGN信道中进行传播。
4.根据权利要求2所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述步骤S2包括以下子步骤：
S201.授权接收机对接收到的信号进行预处理：
设授权接收机的载波频率和初始相位分别为fr和
Figure FDA0002648578670000037
授权接收机处接收信号
Figure FDA0002648578670000038
经下变频之后变为基带信号r(t)：
Figure FDA0002648578670000039
其中，Δfcr＝fc-fr、Δfsr＝fs-fr分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波频率偏移，
Figure FDA00026485786700000310
分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的载波相位偏移；nr(t)表示节点r处的等效基带噪声，
Figure FDA00026485786700000311
经模数转换器，将授权接收机处离散时间基带信号序列表示为r(n)：
r(n)＝rc(n)+rs(n)+wr(n)
式中，
Figure FDA00026485786700000312
表示协同干扰部分，
Figure FDA00026485786700000313
表示通信信号部分，wr(n)为噪声部分；Dcr＝τcr/T、Dsr＝τsr/T，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化传播时延，Fcr＝ΔfcrT、Fsr＝ΔfsrT，分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的归一化频偏，T为模数转换器的采样周期，
Figure FDA00026485786700000314
分别表示节点c和节点r、节点s和节点r间的相位偏移；
S202.窃听装置对接收到的信号进行预处理：
与授权接收机同理，经模数转换器后窃听装置处接收信号为：
e(n)＝ec(n)+es(n)+we(n)
其中，
Figure FDA00026485786700000315
表示协同干扰部分，
Figure FDA00026485786700000316
表示通信信号部分，we(n)为噪声部分；Dce＝τce/T、Dse＝τse/T，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化传播时延；Fce＝ΔfceT、Fse＝ΔfseT，分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的归一化频率偏移；
Figure FDA0002648578670000041
分别表示节点c和节点e、节点s和节点e间的相位偏移。
5.根据权利要求4所述的一种协同干扰功率分配方法，其特征在于：所述步骤S3包括以下子步骤：
S301.假设归一化传播时延的估计值为
Figure FDA0002648578670000042
且协同干扰机与授权接收机间的频偏Δfcr和等效信道衰落
Figure FDA0002648578670000043
已经得到精确估计；经过信道补偿和时频对齐后，本地协同干扰数字基带参考信号c(n)变为：
Figure FDA0002648578670000044
令
Figure FDA0002648578670000045
表示归一化同步误差，则有c(n-Dcr)＝c0(n-D)；c0(n-D)看作是c0(n)的一个延迟重复，展开成如下形式：
Figure FDA0002648578670000046
其中，
Figure FDA0002648578670000047
AD＝sinc(D)表示c0(n)中由归一化同步误差引起的衰减系数；
c0(n)服从均值为零的高斯分布，因此c0(n)与它的延迟重复cD(n)的线性组合不相关；则授权接收机处离散时间基带信号中协同干扰部分rc(n)表示为：
Figure FDA0002648578670000048
其中，
Figure FDA0002648578670000049
为来自其他符号的干扰成分，即符号间串扰，且
Figure FDA00026485786700000410
与
Figure FDA00026485786700000411
互不相关；
S302.rc(n)和
Figure FDA00026485786700000412
的功率表示为：
Figure FDA00026485786700000413
Figure FDA00026485786700000414
协同干扰重建之后，进行协同干扰消除操作；考虑同步误差的影响，将授权接收机处残余协同干扰Δrc(n)表示为：
Figure FDA00026485786700000415
Δrc(n)的功率为：
P{Δrc(n)}＝(2-2AD)·|hcr|2Pc
S303.协同干扰消除后，授权接收机处的信干噪比为：
Figure FDA0002648578670000051
其中，
Figure FDA0002648578670000052
表示授权接收机处噪声的功率；
另一方面，窃听装置处的信干噪比为：
Figure FDA0002648578670000053
其中，
Figure FDA0002648578670000054
表示窃听装置处的噪声功率，设
Figure FDA0002648578670000055
功率约束关系为Ps+Pc＝P，P为发送通信信号和协同干扰的总功率预算；进一步简化节点r和节点e处通信信号功率与干扰和噪声功率和之比，引入功率分配因子α≥0，满足Pc＝αPs，将授权接收机和窃听装置处的信干噪比表示为：
Figure FDA0002648578670000056
Figure FDA0002648578670000057
其中，η＝P/σ2表示归一化功率预算；通信系统中的信道衰落hsr、hcr、hse和hce的获取方式如下：在节点r处进行信道估计得到hsr和hcr的值，通过监测活跃的窃听装置并预测其活动得到hse和hce的值。
CN201910520015.3A 2019-06-17 2019-06-17 一种协同干扰功率分配方法 Active CN110248360B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910520015.3A CN110248360B (zh) 2019-06-17 2019-06-17 一种协同干扰功率分配方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910520015.3A CN110248360B (zh) 2019-06-17 2019-06-17 一种协同干扰功率分配方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110248360A CN110248360A (zh) 2019-09-17
CN110248360B true CN110248360B (zh) 2020-11-06

Family

ID=67887472

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910520015.3A Active CN110248360B (zh) 2019-06-17 2019-06-17 一种协同干扰功率分配方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110248360B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110677850B (zh) * 2019-10-08 2020-08-25 常熟理工学院 一种基于间歇性协同干扰的车联网防窃听方法
CN114679201B (zh) * 2022-03-18 2023-04-21 电子科技大学 一种保密系统中跳频周期设计方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105681008A (zh) * 2015-12-25 2016-06-15 清华大学 一种基于干扰协同的导频设计方法及系统
WO2017133998A1 (fr) * 2016-02-05 2017-08-10 Thales Procede de brouillage de radars du type a ouverture synthetique et dispositif associe

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10069592B1 (en) * 2015-10-27 2018-09-04 Arizona Board Of Regents On Behalf Of The University Of Arizona Systems and methods for securing wireless communications
CN106254029B (zh) * 2016-07-18 2019-09-27 中国人民解放军理工大学 模拟网络编码系统的协作干扰方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105681008A (zh) * 2015-12-25 2016-06-15 清华大学 一种基于干扰协同的导频设计方法及系统
WO2017133998A1 (fr) * 2016-02-05 2017-08-10 Thales Procede de brouillage de radars du type a ouverture synthetique et dispositif associe

Also Published As

Publication number Publication date
CN110248360A (zh) 2019-09-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Quan et al. Impacts of phase noise on digital self-interference cancellation in full-duplex communications
Li et al. On rate region analysis of half-and full-duplex OFDM communication links
US9065519B2 (en) Method and system of interference cancelation in collocated transceivers configurations
Soriano-Irigaray et al. Adaptive self-interference cancellation for full duplex radio: Analytical model and experimental validation
Guo et al. Testbed for cooperative jamming cancellation in physical layer security
Balatsoukas-Stimming et al. On self-interference suppression methods for low-complexity full-duplex MIMO
Chung et al. Compact full duplex MIMO radios in D2D underlaid cellular networks: From system design to prototype results
CN116420313A (zh) 基于基站能力的相位噪声补偿
CN110248360B (zh) 一种协同干扰功率分配方法
Wu et al. In-band full duplex wireless communications and networking for IoT devices: Progress, challenges and opportunities
Irio et al. Distribution of the residual self-interference power in in-band full-duplex wireless systems
Guo et al. Comprehensive effects of imperfect synchronization and channel estimation on known interference cancellation
Huang et al. Optimal power allocation for multicarrier secure communications in full-duplex decode-and-forward relay networks
Guo et al. Analysis of cooperative jamming cancellation with imperfect time synchronization in physical layer security
Radhakrishnan et al. Hardware impairments-aware transceiver design for multi-carrier full-duplex MIMO relaying
Guo et al. Effect of frequency offset on cooperative jamming cancellation in physical layer security
Ju et al. Full‐duplex operations in wireless powered communication networks
Bi et al. On rate region analysis of full-duplex cellular system with inter-user interference cancellation
Song et al. Analysis and optimization of transceiver IQ imbalances in artificial noise shielded FH communication
Quan et al. Full-duplex transceiver design in the presence of phase noise and performance analysis
Hwang et al. Digitally controlled analog wideband interference cancellation for in-device spectrum sharing and aggregation
Xu et al. Self-interference cancellation scheme for secure AF satellite communication based on FH-MWFRFT
Huo et al. Adjacent channel interference suppression to enhance spectrum sharing for co-located devices
Li et al. Realizing cooperative multiuser OFDMA systems with subcarrier resource allocation
Quan et al. Phase noise mitigation architecture for wireless full‐duplex transceivers

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant