CN110212754A - 一种接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其包括接力充电式开关电容多电平变换器和A类线性放大器，两者采用级联连接，接力充电式开关电容多电平变换器的输出作为A类线性放大器的输入。接力充电式开关电容多电平变换器实现了开关管中的开关频率相对于跟踪信号频率的1/n降频，同时有效扩展开关管的开通或关断时间，使其充分导通或关断，提升其在高带宽跟踪条件下的工作性能和可靠性，实现了接力式的电容充电方式，保证了开关电容在各种工作模式下的充分充电，维持了其两端电压的稳定；相对于传统方法，只需要1个电压源，可以大幅减少供电电源的数量，降低电路的复杂程度、成本和功率变换级数，提升系统效率。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别是一种接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路。
背景技术
移动通信的发展从20世纪70年代末商用的第一代移动通信(1st Generation,1G)开始，到如今商用的第四代(4th Generation,4G)移动通信，无论从调制方式还是从信息的传输量方面，都发生了巨大的变化。第一代移动通信技术(1G)主要采用模拟蜂窝网技术，实现的方式包括频分多址和载波复用，第二代移动通信技术(2nd Generation,2G)采用数字通信技术，通过时分多址和码分多址技术实现射频信号(Radio Frequency,RF)的传输。功率放大器(Power Amplifier,PA)负责对输入RF信号的功率放大。传统的1G和2G通信方式中，射频输入信号的包络线都是恒包络的，因此采用非线性功率放大器可以实现高效率的信号传输。但恒包络的RF输入信号占据的频段较宽，在固定频带内传输的信息量有限，难以实现声音、图像、视频等移动多媒体数据的传输。为了提高传输的信息量，第三代(3rdGeneration,3G)及第四代(4th Generation,4G)移动通信技术采用正交频分复用和正交幅值调制等技术，对输入信号的相位、频率以及幅值进行调制，因此输入信号的包络线幅值不再恒定不变。此时，若延用恒定电压为功率放大器供电，系统效率甚至会低至15％。为了提高PA的效率，采用包络线跟踪技术(Envelope Tracking,ET)可以实现在射频参考信号范围内的高效率传输，对减少PA的损耗及提高系统效率起到了至关重要的作用。
目前，实现PA高效率工作的方式主要有三种。分别是Doherty技术，包络线消除及恢复(Envelope Elimination and Restoration,EER)技术以及包络线跟踪技术(EnvelopeTracking,ET)。其中Doherty技术需使用主次功放协同工作，成本较高，并且工作带宽较低。EER技术采用非线性功放，需要包络线恢复环节的输出电压与输入信号的包络线幅值完全一致，对功放的供电要求更加严苛。ET技术中，包络线输出电压跟踪射频参考信号，并且略高于RF参考信号的包络，对PA的供电方式没有EER技术中的电源要求严苛，因此ET技术具有较好的应用前景及实现方式。
多电平开关线性复合结构ET电源由于其控制简单、鲁棒性强，目前受到越来越广泛的关注。该方案通过选择一系列不同幅值的电平形成阶梯波电压对输出电压进行拟合，并作为后级线性放大器的输入。阶梯波电压幅值略高于输出电压幅值，以保证线性放大器的正常工作。线性放大器即通过闭环控制，最终实现对参考信号的高线性度跟踪。为减小线性放大器的损耗，阶梯波电压中多电平的个数通常较多。为此，需要一级多路输出电源或多个模块电源为其提供多个电平幅值。这使得电路的复杂程度和成本增加，并且降低了系统效率；另一方面，由于ET电源所需跟踪的是RF信号的包络线，其带宽最高达几十MHz。而开关变换器直接跟踪变化幅值的参考信号时，其开关频率往往需要达到参考信号频率的5～10倍，这使得开关频率过高难以实现。同时，过高的开关频率还会导致开关器件的开通和关断时间缩短至几个ns级别，开关过程不够充分，甚至发生脉冲丢失，大大降低了系统可靠性，也严重限制了ET电源跟踪带宽的提高。
发明内容
本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。
鉴于上述和/或现有技术存在的问题，提出了本发明。
因此，本发明其中的一个目的是提供一种接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其通过控制开关管对多个电容充放电，以电容两端的电压代替传统控制方法中的多路输出电源或多个模块电源，作为生成阶梯波电压的电平提供者，只需要一个电源，大大减少多路输出电源的路数或模块电源的数量；另一方面，可以将开关频率与跟踪信号频率的比值降低为1/n，大大提升高带宽包络线跟踪的可行性，同时有效拓展开关管的开通及关断时间，提升开关管高频工作时的可靠性；附加管带来了接力式的电容充电效果，保证了开关电容在各种工作模式下的充分充电，维持了其两端电压的稳定。
为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：一种接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其包括接力充电式开关电容多电平变换器和A类线性放大器，两者采用级联连接；所述接力充电式开关电容多电平变换器由输入端口电压、接力充电式开关电容结构单元和偏置电压电路构成，输入端口提供输入电压Vin，接力充电式开关电容结构单元生成阶梯波电压，由Set1、Set2、……、Setn结构单元拼接而成，偏置电压电路提供偏置电压，由偏置电容及其二极管连接而成。
作为本发明所述接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路的一种优选方案，其中：所述接力充电式开关电容多电平变换器的输出作为A类线性放大器的输入。
作为本发明所述接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路的一种优选方案，其中：所述Setn结构单元由1个电源Vin、m个电容、m个主开关管、m个辅开关管和m个附加开关管连接而成，电容C(n-1)m+1的一端与辅开关管Q[(n-1)m+1]s的源极连接，电容C(n-1)m+1的另一端、主开关管Q(n-1)m+1的漏极、二极管D(n-1)m+1的阴极和附加开关管Q[(n-1)m+1]r的源极相互连接，附加开关管Q[(n-1)m+1]r的漏极与二极管D(n-1)m+1的阴极连接，主开关管Q(n-1)m+1的源极与电容C(n-1)m+2的一端连接；依次地，电容C(n-1)m+2、C(n-1)m+3、…、Cnm的连接方式、主开关管Q(n-1)m+2、Q(n-1)m+3、…、Qnm的连接方式、辅开关管Q[(n-1)m+2]s、Q[(n-1)m+3]s、…、Qnms的连接方式、附加开关管Q[(n-1)m+2]r、Q[(n-1)m+3]r、…、Qnmr、的连接方式和二极管D(n-1)m+2、D(n-1)m+3、…、Dnm的连接方式与之相同，其中nm>＝2且为整数；所述Set1结构单元为所述Setn结构单元n＝1时的结构；所述Set2结构单元为所述Setn结构单元n＝2时的结构；所述电源Vin的负极与电容C1的一端接地，所述二极管D1的阳极与电源Vin的正极连接，所述偏置二极管DCBS的阳极与二极管Dnm阳极连接，所述偏置二极管DCBS的阴极与偏置电容CBS的一端连接，偏置电容CBS的另一端与主开关管Qnm的源极连接。
作为本发明所述接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路的一种优选方案，其中：所述A类线性放大器包括功率管Qlin、电压调节器、延时电路单元和分压电路单元，所述功率管Qlin的一端与分压电路单元的一端连接且功率管Qlin的此端用于给负载供电，分压电路单元的输出端与电压调节器连接，分压电路单元的另一端接地，延时电路单元的输入端用于输入参考电压，其输出与电压调节器连接，所述电压调节器与功率管Qlin的控制端连接；所述偏置二极管DCBS的阴极与A类线性放大器的功率管Qlin的另一端连接。
作为本发明所述接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路的一种优选方案，其中：所述接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路采用如下步骤S1～S4的控制方法，
S1：通过将参考电压与m个单调递增的门限电平比较，触发m个拟合脉冲信号，m个拟合脉冲信号随着时间周期性变化，m个拟合脉冲信号在一个变化周期内分别包含一个上升沿和一个下降沿；
S2：在m个拟合脉冲信号中，按照时序先后取n组一个变化周期内的m个拟合脉冲，将任意一组中m个拟合脉冲的上升沿独立分配给一组主开关管控制信号,即作为主开关管控制信号的上升沿，直到将n组中m个拟合脉冲的上升沿分别独立分配到n组主开关管控制信号中；将任意一组中的m个拟合脉冲的下降沿独立分配给一组主开关管控制信号，即作为主开关管控制信号的下降沿，直到将n组中m个拟合脉冲的下降沿分别独立分配到n组主开关管控制信号中；从而得到n组上升沿和下降沿在不同时序上的主开关管控制信号，每组主开关管控制信号包括m个脉冲信号，即Q1、Q2、……、Qnm，所述nm个脉冲信号分别用于输入nm个主开关管的控制端以控制主开关管的通断；
S3：将nm个主开关管的nm个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
……
运算得到nm个辅开关管的nm个脉冲信号,即Q1s、Q2s、……、Qnms，用于输入到nm个辅开关管的控制端以控制辅开关管的通断。
S4：再将nm个主开关管的nm个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
……
运算得到nm个附加开关管的nm个脉冲信号,即Q1r、Q2r、……、Qnmr，用于输入到nm个附加开关管的控制端以控制附加开关管的通断。
作为本发明所述接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路的一种优选方案，其中：在步骤S2中，为了保证每组控制信号中的m个脉冲信号在同一变化周期内的脉宽接近，在m个脉冲信号的上升沿已被独立分配的情况下，按照上升沿先触发，下降沿亦先触发的方法。
本发明与现有技术相比，具有如下的特点：接力充电式开关电容多电平变换器与A类线性放大器采用级联连接，接力充电式开关电容多电平变换器的输出作为A类线性放大器的输入，接力充电式开关电容多电平变换器，实现了开关管中的开关频率相对于跟踪信号频率的1/n降频，同时有效扩展开关管的开通或关断时间，使其充分导通或关断，提升其在高带宽跟踪条件下的工作性能和可靠性，实现了接力式的电容充电方式，保证了开关电容在各种工作模式下的充分充电，维持了其两端电压的稳定；相对于传统方法，只需要1个电压源，可以大幅减少供电电源的数量，降低电路的复杂程度、成本和功率变换级数，提升系统效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：
图1为本发明所述的接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路的结构示意图。
图2为本发明中的各个开关管的控制信号的示意图。
图3中的(3a)～(3k)为图1中m＝3、n＝2的接力式开关电容电路的工作模态。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
其次，此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。
参照图1～3，为本发明的实施例1，该实施例提供了一种接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，如图1，其包括接力充电式开关电容多电平变换器和A类线性放大器，接力充电式开关电容多电平变换器与A类线性放大器采用级联连接，接力充电式开关电容多电平变换器的输出作为A类线性放大器的输入。
其中，接力充电式开关电容多电平变换器实现了开关管中的开关频率相对于跟踪信号频率的1/n降频，同时有效扩展开关管的开通或关断时间，使其充分导通或关断，提升其在高带宽跟踪条件下的工作性能和可靠性，实现了接力式的电容充电方式，保证了开关电容在各种工作模式下的充分充电，维持了其两端电压的稳定；相对于传统方法，只需要1个电压源，可以大幅减少供电电源的数量，降低电路的复杂程度、成本和功率变换级数，提升系统效率。
具体的，本发明中所述的接力充电式开关电容多电平变换器由输入端口电压、接力充电式开关电容结构单元和偏置电压电路构成。其中，输入端口提供输入电压Vin；接力充电式开关电容结构单元生成阶梯波电压，由Set1、Set2、……、Setn结构单元拼接而成；偏置电压电路提供偏置电压，由偏置电容及其二极管连接而成。
Setn结构单元由1个电源Vin、m个电容、m个主开关管、m个辅开关管和m个附加开关管连接而成，电容C(n-1)m+1的一端与辅开关管Q[(n-1)m+1]s的源极连接，电容C(n-1)m+1的另一端、主开关管Q(n-1)m+1的漏极、二极管D(n-1)m+1的阴极和附加开关管Q[(n-1)m+1]r的源极相互连接，附加开关管Q[(n-1)m+1]r的漏极与二极管D(n-1)m+1的阴极连接，主开关管Q(n-1)m+1的源极与电容C(n-1)m+2的一端连接；按照上述，依次地，电容C(n-1)m+2、C(n-1)m+3、…、Cnm的连接方式、主开关管Q(n-1)m+2、Q(n-1)m+3、…、Qnm的连接方式、辅开关管Q[(n-1)m+2]s、Q[(n-1)m+3]s、…、Qnms的连接方式、附加开关管Q[(n-1)m+2]r、Q[(n-1)m+3]r、…、Qnmr、的连接方式和二极管D(n-1)m+2、D(n-1)m+3、…、Dnm的连接方式与之相同，其中nm>＝2且为整数；
Set1结构单元为所述Setn结构单元n＝1时的结构；
Set2结构单元为所述Setn结构单元n＝2时的结构；
电源Vin的负极与电容C1的一端接地，所述二极管D1的阳极与电源Vin的正极连接，所述偏置二极管DCBS的阳极与二极管Dnm阳极连接，所述偏置二极管DCBS的阴极与偏置电容CBS的一端连接，偏置电容CBS的另一端与主开关管Qnm的源极连接；
A类线性放大器包括功率管Qlin、电压调节器、延时电路单元和分压电路单元，所述功率管Qlin的一端与分压电路单元的一端连接且功率管Qlin的此端用于给负载供电，分压电路单元的输出端与电压调节器连接，分压电路单元的另一端接地，延时电路单元的输入端用于输入参考电压，其输出与电压调节器连接，所述电压调节器与功率管Qlin的控制端连接；
偏置二极管DCBS的阴极与A类线性放大器的功率管Qlin的另一端连接。
图1中，Vin代表电源，Q1-Qnm代表主开关管采用MOS管，Q1s-Qnms代表辅开关管采用MOS管,Q1r-Qnmr代表附加开关管采用MOS管，D1-Dnm+1代表二极管，τ代表延时电路单元；所述电压调节器、延时电路单元为现有技术，在此不说明，所述功率管Qlin采用MOS管或者三极管，所述分压电路单元由电阻Ru和电阻Rd串联而成，所述电阻Ru一端与功率管Qlin连接，另一端与电阻Rd的一端、电压调节器连接，所述电阻Rd的另一端接地。
A类线性放大器采用闭环控制，其输出电压通过分压电阻Ru、Rd采样，采样信号与参考信号vref经过延时电路单元τ之后的信号进行比较，其误差经过电压调节器调节后送至A类线性放大器的功率管Qlin的栅极。
本发明还提供一种接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路的控制方法，该方法应用在实施例1上，根据参考信号vref生成多个脉冲，将脉冲信号重新分配并取反，从而获得开关电容电路中主开关管、辅开关管和附加开关管的控制信号，具体的控制方法如下，包括如下步骤：
步骤1：通过参考信号vref与m个单调递增的门限电平比较，触发m个拟合脉冲信号，m个拟合脉冲信号随着时间周期性变化，m个拟合脉冲信号在一个变化周期内分别包含一个上升沿和一个下降沿；
步骤2：在m个拟合脉冲信号中，按照时序先后取n组一个变化周期内的m个拟合脉冲，将任意一组中m个拟合脉冲的上升沿独立分配给一组主开关管控制信号,即作为主开关管控制信号的上升沿，直到将n组中m个拟合脉冲的上升沿分别独立分配到n组主开关管控制信号中；将任意一组中的m个拟合脉冲的下降沿独立分配给一组主开关管控制信号，即作为主开关管控制信号的下降沿，直到将n组中m个拟合脉冲的下降沿分别独立分配到n组主开关管控制信号中；从而得到n组上升沿和下降沿在不同时序上的主开关管控制信号，每组主开关管控制信号包括m个脉冲信号，即Q1、Q2、……、Qnm，所述nm个脉冲信号分别用于输入nm个主开关管的控制端以控制主开关管的通断；
步骤3：将nm个主开关管的nm个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
……
运算得到nm个辅开关管的nm个脉冲信号,即Q1s、Q2s、……、Qnms，用于输入到nm个辅开关管的控制端以控制辅开关管的通断。
步骤4：再将nm个主开关管的nm个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
……
运算得到nm个附加开关管的nm个脉冲信号,即Q1r、Q2r、……、Qnmr，用于输入到nm个附加开关管的控制端以控制附加开关管的通断。
在上述的步骤2中，为了保证每组控制信号中的m个脉冲信号在同一变化周期内的脉宽接近，在m个脉冲信号的上升沿已被独立分配的情况下，按照上升沿先触发，下降沿亦先触发的方法。
为了更好的理解上述方法，特此举例说明，图2所示，通过参考电压信号vref与m个单调递增的门限电平比较，触发m个拟合脉冲信号，m个拟合脉冲信号随着时间周期性变化，m个拟合脉冲信号在一个变化周期内分别包含一个上升沿和一个下降沿,在m个拟合脉冲信号Scmp1～Scmpm中，按照时序先后取n组一个变化周期内的m个拟合脉冲，每组m个拟合脉冲分别定义为P1组、……、Px组、……、Pn组(其中x＝2，3，……，n-1)，定义每组m个拟合脉冲的上升沿分别为P1r、P2r、……、Pmr；……；P[(x-1)m+1]r、P[(x-1)m+2]r、……、Pxmr；……；P[(n-1)m+1]r、P[(n-1)m+2]r、……、Pnmr；定义每组m个拟合脉冲的下降沿分别为P1f、P2f、……、Pmf；……；P[(x-1)m+1]f、P[(x-1)m+2]f、……、Pxmf；……；P[(n-1)m+1]f、P[(n-1)m+2]f、……、Pnmf。在Q1组～Qn组主开关管控制信号中，Q1组中驱动信号的上升沿可选择P1组～Pn组中的任何一组上升沿，此处选择P1组的上升沿，即P1r、P2r、……、Pmr；在选择Q1组中驱动信号的下降沿时，为扩展开关管的开通和关断时间，分别选择Pimf、P(im-1)f、……、P[(i-1)m+1]f(其中i＝1，2，……，n)与前述上升沿一一对应，构成Q1组主开关管控制信号，即保证开通时刻较迟的脉冲，其关断时刻也较迟。
对于Qx组：选择Px组的上升沿作为Qx组主开关管控制信号的上升沿，选择Pjmf、P(jm-1)f、……、P[(j-1)m+1]f(其中j＝1，2，……，n且j≠i)作为Qx组主开关管控制信号的下降沿。此时进一步依据j的取值范围，下降沿的波形可以有两种模式，分别定义为模式①和模式②，模式①中x≤j≤n，模式②中1≤j<x。
同理可推出其他各组的驱动信号，其中对于Qn组：选择Pn组的上升沿作为Qx组主开关管控制信号的上升沿，此时Qx组主开关管控制信号下降沿的波形也可以有两种模式，同样分别定义为模式①和模式②。其中模式①的下降沿确定，为Pnmf、P(nm-1)f、……、P[(n-1)m+1]f；模式②的下降沿为Pkmf、P(km-1)f、……、P[(k-1)m+1]f(其中k＝1，2，……，n-1且k≠i，k≠j)。
通过上述上升、下降沿重新分配，可以获得主开关管Q1～Qnm的控制信号，使得ET电源在外特性保持一致的条件下，实现了开关频率的1/n降频，为配合主开关管的工作，将nm个主开关管的nm个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
……
运算得到nm个辅开关管的nm个脉冲信号,即Q1s、Q2s、……、Qnms，用于输入到nm个辅开关管的控制端以控制辅开关管的通断。
再将nm个主开关管的nm个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
……
运算得到nm个附加开关管的nm个脉冲信号,即Q1r、Q2r、……、Qnmr，用于输入到nm个附加开关管的控制端以控制附加开关管的通断。
附图3给出了实施例1中m＝3、n＝2的接力充电式开关电容电路的工作模态，以下分别加以说明：
模态(a)：Q1～Q6管关断，此时电压源Vin给电容C1～C7充电，到达稳态时，单个电容两极之间的电压为Vin。在这种情况下，单元输出电压可等效为C7两端的电压值Vin，并且在电容C7为负载供电的过程中，随着电容C7两端电压的下降，电容C1～C7分别通过附加开关管Q1r～Q6r以及辅助开关管Q1s～Q6s给电容C7接力式的充电；如图3a。
模态(b)：Q3管导通，Q1、Q2、Q4～Q6管关断，此时电压源Vin给电容C1、C2、C3充电，电容C3与C7串联给负载供电。因此输出电压等于2Vin，并且在电容C3与电容C7为负载供电的过程中，随着电容C3、C7两端电压的下降，电容C1、C2通过附加开关管Q1r、Q2r以及辅助开关管Q1s、Q2s给电容C3接力式的充电，电容C4、C5、C6同理给电容C7接力式的充电；如图3b。
模态(c)：Q2、Q3管导通，Q1、Q4～Q6管关断，此时电压源Vin给电容C1、C2充电，电容C2、C3、C7串联给负载供电。因此输出电压即为C2、C3及C7两端的电压之和，即为3Vin，并且在电容C2及电容C7为负载供电的过程中，随着电容C2及电容C7两端电压的下降，电容C1通过附加开关管Q1r以及辅助开关管Q1s给电容C2接力式的充电，电容C4、C5、C6同理给电容C7接力式的充电；如图3c。
模态(d)：Q1～Q3管导通，Q4～Q6管关断，此时电压源Vin给电容C1充电，电容C1、C2、C3、C7串联给负载供电。因此输出电压即为C1、C2、C3及C7两端的电压之和，即为4Vin，随着电容C7两端电压的下降，电容C4～C6通过附加开关管Q4r～Q6r以及辅助开关管Q4s～Q6s给电容C7接力式的充电；如图3d。
模态(e)：Q1、Q2管导通，Q3～Q6管关断，此时电压源Vin给电容C1充电，电容C1、C2、C7串联给负载供电。因此输出电压即为C1、C2及C7两端的电压之和，即为3Vin，随着电容C7两端电压的下降，电容C3～C6通过附加开关管Q3r～Q6r以及辅助开关管Q3s～Q6s给电容C7接力式的充电；如图3e。
模态(f)：Q1管导通，Q2～Q6管关断，此时电压源Vin给电容C1充电，电容C1与C7串联给负载供电。因此单元输出电压即为C1及C7两端的电压之和，即为2Vin，随着电容C7两端电压的下降，电容C2～C6通过附加开关管Q2r～Q6r以及辅助开关管Q2s～Q6s给电容C7接力式的充电；如图3f。
模态(g)：Q6管导通，Q1～Q5管关断，此时电压源Vin给电容C1、C2、C3、C4、C5、C6充电，电容C6与C7串联给负载供电。因此单元输出电压即为C6及C7两端的电压之和，即为2Vin，随着电容C6两端电压的下降，电容C1～C5通过附加开关管Q1r～Q5r以及辅助开关管Q1s～Q5s给电容C6接力式的充电；如图3g。
模态(h)：Q5、Q6管导通，Q1～Q4管关断，此时电压源Vin给电容C1、C2、C3、C4、C5充电，电容C5、C6、C7串联给负载供电。因此输出电压即为C5、C6及C7两端的电压之和，即为3Vin，随着电容C5两端电压的下降，电容C1～C4通过附加开关管Q1r～Q4r以及辅助开关管Q1s～Q4s给电容C5接力式的充电；如图3h。
模态(i)：Q4～Q6管导通，Q1～Q3管关断，此时电压源Vin给电容C1、C2、C3、C4充电，电容C4、C5、C6、C7串联给负载供电。因此输出电压即为C4、C5、C6及C7两端的电压之和，即为4Vin，随着电容C4两端电压的下降，电容C1～C3通过附加开关管Q1r～Q3r以及辅助开关管Q1s～Q3s给电容C4接力式的充电；如图3i。
模态(j)：Q4、Q5管导通，Q1～Q3、Q6管关断，此时电压源Vin给电容C1、C2、C3、C4充电，电容C4、C5、C7串联给负载供电。因此输出电压即为C4、C5及C7两端的电压之和，即为3Vin，并且在电容C4及电容C7为负载供电的过程中，随着电容C4及电容C7两端电压的下降，电容C1～C3通过附加开关管Q1r～Q3r以及辅助开关管Q1s～Q3s给电容C4接力式的充电，电容C6同理给电容C7接力式的充电；如图3j。
模态(k)：Q4管导通，Q1～Q3、Q5、Q6管关断，此时电压源Vin给电容C1、C2、C3、C4充电，电容C4与C7串联给负载供电。因此输出电压等于2Vin，并且在电容C4与电容C7为负载供电的过程中，随着电容C4、C7两端电压的下降，电容C1～C3通过附加开关管Q1r～Q3r以及辅助开关管Q1s～Q3s给电容C4接力式的充电，电容C5、C6同理给电容C7接力式的充电，如图3k。
本发明的具体实例如下，其主要性能参数如下：
·参考信号vref：0.4V～4.4V正弦波；
·输出电压vo：2V～22V正弦波；
·跟踪频率fr：1MHz；
·负载电阻RL：10Ω。
由以上描述可知，本发明提出的接力充电式开关电容电路实现的高带宽包络线跟踪电源具有如下优点：
1、所提出的接力充电式开关电容包络线跟踪电源相对于传统方法减少了电源模块的数量，只需要一个电源，可以大幅减少供电电源的数量，降低电路的复杂程度、成本和功率变换级数，提升系统效率；
2、开关管的开关频率相对于跟踪信号频率可以实现了1/n的降频，提升电路在高频跟踪信号条件下工作的可行性；同时有效地拓展开关管的开通及关断时间，提升开关管高频工作时的可靠性。
3、附加开关管带来了接力式的电容充电效果，保证了开关电容在各种工作模式下的充分充电，维持了其两端电压的稳定。
重要的是，应注意，在多个不同示例性实施方案中示出的本申请的构造和布置仅是例示性的。尽管在此公开内容中仅详细描述了几个实施方案，但参阅此公开内容的人员应容易理解，在实质上不偏离该申请中所描述的主题的新颖教导和优点的前提下，许多改型是可能的(例如，各种元件的尺寸、尺度、结构、形状和比例、以及参数值(例如，温度、压力等)、安装布置、材料的使用、颜色、定向的变化等)。例如，示出为整体成形的元件可以由多个部分或元件构成，元件的位置可被倒置或以其它方式改变，并且分立元件的性质或数目或位置可被更改或改变。因此，所有这样的改型旨在被包含在本发明的范围内。可以根据替代的实施方案改变或重新排序任何过程或方法步骤的次序或顺序。在权利要求中，任何“装置加功能”的条款都旨在覆盖在本文中所描述的执行所述功能的结构，且不仅是结构等同而且还是等同结构。在不背离本发明的范围的前提下，可以在示例性实施方案的设计、运行状况和布置中做出其他替换、改型、改变和省略。因此，本发明不限制于特定的实施方案，而是扩展至仍落在所附的权利要求书的范围内的多种改型。
此外，为了提供示例性实施方案的简练描述，可以不描述实际实施方案的所有特征(即，与当前考虑的执行本发明的最佳模式不相关的那些特征，或于实现本发明不相关的那些特征)。
应理解的是，在任何实际实施方式的开发过程中，如在任何工程或设计项目中，可做出大量的具体实施方式决定。这样的开发努力可能是复杂的且耗时的，但对于那些得益于此公开内容的普通技术人员来说，不需要过多实验，所述开发努力将是一个设计、制造和生产的常规工作。
应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims (6)
1.一种接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其特征在于：包括接力充电式开关电容多电平变换器和A类线性放大器，两者采用级联连接；
所述接力充电式开关电容多电平变换器由输入端口电压、接力充电式开关电容结构单元和偏置电压电路构成，输入端口提供输入电压Vin，接力充电式开关电容结构单元生成阶梯波电压，由Set1、Set2、……、Setn结构单元拼接而成，偏置电压电路提供偏置电压，由偏置电容及其二极管连接而成。
2.如权利要求1所述的接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其特征在于：所述接力充电式开关电容多电平变换器的输出作为A类线性放大器的输入。
3.如权利要求1或2所述的接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其特征在于：所述Setn结构单元由1个电源Vin、m个电容、m个主开关管、m个辅开关管和m个附加开关管连接而成，电容C(n-1)m+1的一端与辅开关管Q[(n-1)m+1]s的源极连接，电容C(n-1)m+1的另一端、主开关管Q(n-1)m+1的漏极、二极管D(n-1)m+1的阴极和附加开关管Q[(n-1)m+1]r的源极相互连接，附加开关管Q[(n-1)m+1]r的漏极与二极管D(n-1)m+1的阴极连接，主开关管Q(n-1)m+1的源极与电容C(n-1)m+2的一端连接；
依次地，电容C(n-1)m+2、C(n-1)m+3、…、Cnm的连接方式、主开关管Q(n-1)m+2、Q(n-1)m+3、…、Qnm的连接方式、辅开关管Q[(n-1)m+2]s、Q[(n-1)m+3]s、…、Qnms的连接方式、附加开关管Q[(n-1)m+2]r、Q[(n-1)m+3]r、…、Qnmr、的连接方式和二极管D(n-1)m+2、D(n-1)m+3、…、Dnm的连接方式与之相同，其中nm>＝2且为整数；
所述Set1结构单元为所述Setn结构单元n＝1时的结构；
所述Set2结构单元为所述Setn结构单元n＝2时的结构；
所述电源Vin的负极与电容C1的一端接地，所述二极管D1的阳极与电源Vin的正极连接，所述偏置二极管DCBS的阳极与二极管Dnm阳极连接，所述偏置二极管DCBS的阴极与偏置电容CBS的一端连接，偏置电容CBS的另一端与主开关管Qnm的源极连接。
4.如权利要求3所述的接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其特征在于：
所述A类线性放大器包括功率管Qlin、电压调节器、延时电路单元和分压电路单元，所述功率管Qlin的一端与分压电路单元的一端连接且功率管Qlin的此端用于给负载供电，分压电路单元的输出端与电压调节器连接，分压电路单元的另一端接地，延时电路单元的输入端用于输入参考电压，其输出与电压调节器连接，所述电压调节器与功率管Qlin的控制端连接；
所述偏置二极管DCBS的阴极与A类线性放大器的功率管Qlin的另一端连接。
5.如权利要求4所述的接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其特征在于：所述接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路采用如下控制方法，
S1：通过将参考电压与m个单调递增的门限电平比较，触发m个拟合脉冲信号，m个拟合脉冲信号随着时间周期性变化，m个拟合脉冲信号在一个变化周期内分别包含一个上升沿和一个下降沿；
S2：在m个拟合脉冲信号中，按照时序先后取n组一个变化周期内的m个拟合脉冲，将任意一组中m个拟合脉冲的上升沿独立分配给一组主开关管控制信号,即作为主开关管控制信号的上升沿，直到将n组中m个拟合脉冲的上升沿分别独立分配到n组主开关管控制信号中；将任意一组中的m个拟合脉冲的下降沿独立分配给一组主开关管控制信号，即作为主开关管控制信号的下降沿，直到将n组中m个拟合脉冲的下降沿分别独立分配到n组主开关管控制信号中；从而得到n组上升沿和下降沿在不同时序上的主开关管控制信号，每组主开关管控制信号包括m个脉冲信号，即Q1、Q2、……、Qnm，所述nm个脉冲信号分别用于输入nm个主开关管的控制端以控制主开关管的通断；
S3：将nm个主开关管的nm个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
……
运算得到nm个辅开关管的nm个脉冲信号,即Q1s、Q2s、……、Qnms，用于输入到nm个辅开关管的控制端以控制辅开关管的通断。
S4：再将nm个主开关管的nm个脉冲信号根据以下数字逻辑关系：
……
运算得到nm个附加开关管的nm个脉冲信号,即Q1r、Q2r、……、Qnmr，用于输入到nm个附加开关管的控制端以控制附加开关管的通断。
6.如权利要求5所述的接力充电式开关电容高带宽包络线跟踪电源电路，其特征在于：在所述步骤S2中，为了保证每组控制信号中的m个脉冲信号在同一变化周期内的脉宽接近，在m个脉冲信号的上升沿已被独立分配的情况下，按照上升沿先触发，下降沿亦先触发的方法。
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