CN110212741A - 功率因数校正电路、控制方法和控制器 - Google Patents

功率因数校正电路、控制方法和控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN110212741A
CN110212741A CN201910471007.4A CN201910471007A CN110212741A CN 110212741 A CN110212741 A CN 110212741A CN 201910471007 A CN201910471007 A CN 201910471007A CN 110212741 A CN110212741 A CN 110212741A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
harmonic
harmonic component
input voltage
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201910471007.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110212741B (zh
Inventor
王兆丰
黄晓冬
赵晨
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Original Assignee
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd filed Critical Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority to CN201910471007.4A priority Critical patent/CN110212741B/zh
Publication of CN110212741A publication Critical patent/CN110212741A/zh
Priority to TW109111601A priority patent/TWI765245B/zh
Priority to US16/882,614 priority patent/US11226648B2/en
Priority to EP20177280.3A priority patent/EP3745575B1/en
Application granted granted Critical
Publication of CN110212741B publication Critical patent/CN110212741B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
    • G01R21/006—Measuring power factor
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

公开了一种功率因数校正电路、控制方法和控制器，通过根据测量的总谐波失真调整调整开关型调节电路的主开关管的导通时间,以在进行功率因数校正的同时最小化总谐波失真，从而不需要针对单独某一类影响总谐波失真指标的因素做专门的补偿设计，简化了整体的控制方法。

Description

功率因数校正电路、控制方法和控制器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种功率因数校正电路、控制方法和控制器。
背景技术
功率因数(Power Factor，PF)是电压与电流之间的相位差的余弦，也可表示为有效功率和视在功率的比值。功率因数是用来衡量用电设备用电效率的参数，低功率因数代表低电力效能。通过进行功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)操作，可以消除或减小电压和电流之间的相差，从而提高系统的功率因数，提高有功功率的传输效率，改善电网环境。
有源PFC电路通常依靠快速的输入电流闭环调节，使得PFC的输入电流能够实时跟踪正弦的交流输入电压，达成功率因数校正的目的。当今工业界对功率因数校正的性能在总谐波失真(Total HarmonicDistortion，THD)方面提出的要求越来越高，除了在重载条件下的总谐波失真要求以外，还专门针对半载条件甚至轻载条件规定了与重载条件下相当规格的总谐波失真要求。
现有的降低总谐波失真的方案通常针对影响总谐波失真指标的因素进行理论分析，进而基于建立的模型来提出对应的补偿控制策略。但是，这类方案通常只适用于某一个特定的条件。
发明内容
有鉴于此，本发明涉及一种功率因数校正电路、控制方法和应用所述控制方法的控制器，以通过较为普适的方法改善功率因数校正电路的总谐波失真。
第一方面，提供一种功率因数校正电路，包括：
功率计，用于测量输入端口的总谐波失真(THD)；
开关型调节器，受控于开关控制信号调节输入信号的功率因数；以及，
控制器，被配置为生成开关控制信号控制所述开关型调节器以进行功率因数校正，其中，所述控制器根据测量的总谐波失真调整开关型调节器主开关管的导通时间以最小化总谐波失真。
优选地，所述控制器被配置为在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整所述导通时间使得总谐波失真最小化。
优选地，所述控制器被配置为根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以通过调整所述开关型调节器主开关管的导通时间最小化总谐波失真。
优选地，所述控制器被配置为按照预定顺序逐一调整各谐波分量的幅值比例由零递增直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，所述控制器采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第一信号和输入电压采样信号的商，所述第一信号为输入电压采样信号与第二信号之和，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同的电压谐波反相叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取；或者，
所述控制器采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第二信号和输入电压采样信号的商加1，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同的电压谐波反相叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取。
优选地，所述控制器被配置为根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第三信号和基波信号的商，所述第三信号为在基波上反相叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成；或者
所述控制器被配置为根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第四信号和基波信号的商加1，所述第四信号为反相叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成。
优选地，所述功率计还用于测量各次谐波分量的幅值比例(Hn)，所述控制器被配置为根据各次谐波分量的幅值比例设置对应的各次谐波分量的幅值比例，并根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的相位以通过调整所述开关型调节器主开关管的导通时间最小化总谐波失真。
优选地，所述控制器被配置为各谐波分量按照预定顺序逐一先根据测量的各谐波分量的幅值比例设置对应的各谐波分量的幅值比例，然后调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，所述各谐波分量的相位由零递增，直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，将相位进行分区，判断各谐波分量的相位所在的区域，在该区域中调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，选择各谐波分量的相位所在的区域的中点作为起点，判断相位调节方向为增大或减小，按照判断的方向继续调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，所述控制器采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第一信号和输入电压采样信号的商，所述第一信号为输入电压采样信号与第二信号之和，所述第二信号为各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取；或者，
所述控制器采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第二信号和输入电压采样信号的商加1，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取。
优选地，所述控制器被配置为根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第三信号和基波信号的商，所述第三信号为在基波上叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成；或者
所述控制器被配置为根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第四信号和基波信号的商加1，所述第四信号为叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成。
优选地，所述电压谐波为将各谐波分量和各谐波分量对应的幅值比例的乘积经过相位调节后得到。
优选地，所述电压谐波为各谐波分量经过相位调节后与各谐波分量对应的幅值比例的乘积。
优选地，所述控制器被配置为所述控制信号和补偿信号乘积的k倍表征开关调节器主开关管的导通时间，所述所述补偿信号表征电压基准信号和输出电压的差。
优选地，所述预定的至少一个谐波分量为与基波相邻的一个或多个谐波分量。
第二方面，提供一种控制方法，用于控制进行功率因数校正的开关型调节器，所述方法包括：
根据测量的总谐波失真调整开关型调节器主开关管的导通时间以最小化总谐波失真
优选地，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整所述导通时间使得总谐波失真最小化。
优选地，根据测量的总谐波失真调整所述开关型调节器主开关管的导通时间包括：根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以通过调整所述开关型调节器主开关管的导通时间最小化总谐波失真。
优选地，根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例包括：
按照预定顺序逐一调整各谐波分量的幅值比例由零递增直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第一信号和输入电压采样信号的商，所述第一信号为输入电压采样信号与第二信号之和，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同的电压谐波反相叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取；或者，
采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第二信号和输入电压采样信号的商加1，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同的电压谐波反相叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取。
优选地，根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第三信号和基波信号的商，所述第三信号为在基波上反相叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成；或者
根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第四信号和基波信号的商加1，所述第四信号为反相叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成。
优选地，根据各次谐波分量的幅值比例设置对应的各次谐波分量的幅值比例，并根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的相位以通过调整所述开关型调节器主开关管的导通时间最小化总谐波失真。
优选地，各谐波分量按照预定顺序逐一先根据测量的各谐波分量的幅值比例设置对应的各谐波分量的幅值比例，然后调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，所述各谐波分量的相位由零递增，直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，将相位进行分区，判断各谐波分量的相位所在的区域，在该区域中调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，选择各谐波分量的相位所在的区域的中点作为起点，判断相位调节方向为增大或减小，按照判断的方向继续调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
优选地，采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第一信号和输入电压采样信号的商，所述第一信号为输入电压采样信号与第二信号之和，所述第二信号为各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取；或者，
采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第二信号和输入电压采样信号的商加1，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取。
优选地，根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第三信号和基波信号的商，所述第三信号为在基波上叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成；或者
根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第四信号和基波信号的商加1，所述第四信号为叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成。
优选地，所述电压谐波为将各谐波分量和各谐波分量对应的幅值比例的乘积经过相位调节后得到；或者，
所述电压谐波为各谐波分量经过相位调节后与各谐波分量对应的幅值比例的乘积。
优选地，所述控制信号和补偿信号乘积的k倍表征开关调节器主开关管的导通时间，所述所述补偿信号表征电压基准信号和输出电压的差。
优选地，所述预定的至少一个谐波分量为与基波相邻的一个或多个谐波分量。
第三方面，提供一种控制器，包括：
处理器；
用于存储处理器可执行指令的存储器；
其中，所述处理器被配置为适于执行如上所述的方法。
本发明的技术方案通过根据测量的总谐波失真调整开关型调节电路的主开关管的导通时间以在进行功率因数校正的同时最小化总谐波失真，从而不需要针对单独某一类影响总谐波失真指标的因素做专门的补偿设计就能够有效降低总谐波失真，简化了整体的控制方法。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明功率因数校正电路的示意图；
图2是本发明功率因数校正电路的功率级的实施例示意图；
图3是本发明控制方法的流程图；
图4是本发明调节各谐波幅值比例的方法流程图；
图5是现有技术的控制器的数据流向图；
图6是本发明控制器调节各谐波幅值比例的实施例一数据流向图；
图7是本发明控制器调节各谐波幅值比例的实施例二数据流向图；
图8是本发明另一种控制方法流程图；
图9是本发明调节各谐波相位的方法一流程图；
图10是本发明调节各谐波相位的方法二流程图；
图11是本发明控制器调节各谐波相位的实施例三数据流向图；
图12是本发明控制器调节各谐波相位的实施例四数据流向图；
图13是本发明功率因数校正电路的工作波形图；
图14是本发明功率因数校正电路的另一个工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
谐波失真是指由系统内的非线性元件引起的输出信号比输入信号含有额外的谐波成分。总谐波失真(THD)定义为在特定阶数H以内的所有谐波分量的有效值Gn与基波分量的有效值G1比值的平方和根，也即，
当一个设备的总谐波失真(THD)过高时，会引起电源网络上的电压和电流波形畸变，进而影响该电源网络中其他设备的正常工作。在有源功率因数校正(PFC)电路中，由于含有非线性元件，输入电流中会含有高次谐波，为了不影响电源网络，必须降低其总谐波失真(THD)。
图1是本发明功率因数校正电路的示意图。如图1所示，本实施例的功率因数校正电路包括功率计1、功率因数校正器2和控制器3。其中，功率计1和功率因数校正器2构成了功率因数校正电路的功率级。
图2是功率因数校正电路的功率级的实施例示意图。如图2所示，功率因数校正器2可以包括整流电路21和开关型调节器22。整流电路21用于将输入源AC输入的交流电Iac转换为直流电。整流电路21可以采用各种现有的整流电路来实现，例如半桥整流电路或全桥整流电路。开关型调节器22用于受控于开关控制信号Q进行功率因数校正。在图2中，以采用升压型拓扑(BOOST)的开关型调节器22为例进行说明。但是，本领域技术人员容易理解，开关型调节器22也可以替换为其它的拓扑，包括但不限于降压型拓扑(BUCK)、升降压型拓扑(BUCK-BOOST)以及反激型拓扑(FLYBACK)等。在图2中，开关型调节器22包括用于储能的电感L1、开关M、二极管D1和电容C1。其中，电感L1连接在输入端和中间端m之间。开关M连接在中间端m和接地端之间。二极管D1连接在中间端m和输出端之间，用于对来自电感的电流进行整流。电容C1连接在输出端和接地端之间，用于对输出电压进行滤波。开关M受控于开关控制信号Q在导通和关断之间切换，从而控制电感电流的变化，以主动方式校正功率因数。
本发明功率因数校正方法通过调节开关型调节器22的主开关管的导通时间，以完成在开关型调节器的输入电流中反相叠加预定的至少一个谐波分量，对输入信号的各次谐波进行反相谐波补偿，从而最小化总谐波失真。具体的，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整所述导通时间使得总谐波失真最小化。
如图1所示，功率级中还设置有多个采样电路以对开关型调节器22的输入电压Vin和输出电压Vout进行采样，输出输入电压采样信号SVin和输出电压采样信号SVout。可选的，在有的场合，为了追求简便，或者不方便对于开关型调节器22输入电压进行采样，可以只采样输出电压Vout，输出输出电压采样信号SVout，本发明在不需要采样输入电压时也可以完成控制。上述输入电压采样信号SVin和输出电压采样信号SVout或输出电压采样信号SVout被反馈到控制器3以作为生成开关控制信号Q的依据。具体的，开关控制信号Q表征开关型调节器22的主开关管的导通时间和关断时间，而上述采样信号被用来作为调节开关控制器Q所表征的导通时间的依据。同时，功率计1连接在功率校正器2的输入端口，用于测量输入端口信号的总谐波失真THD。测量的总谐波失真也被反馈到控制器3作为生成开关控制信号Q的依据。可选的，在有的实施例中，还需要功率计1测量输入端口信号的各次谐波分量的幅值比例Hn，测量的各次谐波分量的幅值比例Hn也被反馈到控制器3作为生成开关控制信号Q的依据。
控制器3被配置为根据输入电压采样信号SVin和输出电压采样信号SVout(在有的是实施例中没有输入电压采样信号SVin)以及测量的总谐波失真THD(在有的实施例中还包括各次谐波分量的幅值比例Hn)来生成开关控制信号Q以控制开关型调节器22。具体的，上述采样信号被用来作为调节开关控制器Q所表征的导通时间的依据。其中，控制器3根据测量的总谐波失真THD(在有的实施例中还包括各次谐波分量的幅值比例Hn)调整开关型调节器22的主开关管的导通时间以在进行功率因数校正的同时最小化总谐波失真。可选地，控制器3采用数字方式来执行控制策略生成对应的开关控制信号Q。也就是说，控制器3将测量的总谐波失真THD纳入到控制环路中，通过闭环控制以最小化总谐波失真为目标之一生成开关控制信号Q。由此，根据测量的总谐波失真调整开关型调节器22的主开关管的导通时间，以完成对输入信号的各次谐波进行反相谐波补偿，可以在进行功率因数校正的同时最小化总谐波失真，从而不需要针对单独某一类影响总谐波失真指标的因素做专门的补偿设计就能够抑制总谐波失真，简化了整体的控制方法。
如上所述，谐波失真是指由系统内的非线性元件引起的输出信号比输入信号含有额外的谐波成分。由于输入到功率因数校正电路的功率级的交流电时周期信号。根据傅里叶分析，周期信号均可以分解为直流信号和不同的频率的正弦信号的叠加。根据周期信号的波形可以获取周期信号含有的各次谐波分量的波形(也即，与周期信号的频率成倍数关系的正弦波)，由此，可以在信号上叠加有效值相同，相位相反的各次谐波信号(也即，反相叠加)，以抵消其含有的各次谐波分量，达到降低总谐波失真(THD)的效果。进一步地，由于开关型调节器22的输入电流实际上与输入的交流信号基本相同，也即，Iin＝Iac，因此，通过调节开关型调节器22主开关管的导通时间，以完成在开关型调节器22的输入电流Iin中反相叠加预定的至少一个谐波分量，去除所述开关型调节器的输入电流中的至少一个谐波分量，对输入信号的谐波分量进行反相补偿，，进而实现对于开关型调节器22输入电流的调整，进而抵消输入交流电中不需要的谐波分量，降低或最小化总谐波失真。优选地，由于偶次谐波分量(例如2次谐波分量、4次谐波分量等)在整流中会因为两相对称而抵消，因此，只需要反相叠加奇次谐波分量时进行操作即可就可以大幅降低总谐波失真。当然，容易理解，也可以对于偶次谐波分量和奇次谐波分量均反相叠加到电流参考信号，这样可以更加精确地降低总谐波失真，但是计算复杂度会有所上升。
其中，预定的一个或多个谐波分量有系统设计者设定。例如，可以将控制器3配置为仅对3次谐波进行补偿，如果输入信号中还包含5次谐波或7次谐波，则可能得不到补偿，但是系统的会具有较低的复杂度，反应速度快。又例如，还可以将控制器3配置为对3次谐波、5次谐波、7次谐波、9次谐波等均进行补偿，如果输入信号中仅包含5次谐波和7次谐波，则3次谐波和9次谐波的幅值比例被设置为零，由此，可以对较多的谐波分量进行补偿。
功率因数校正电路输入电流只包含基波时，其中Vm值是基波的幅值，L是电感参数，Ton为恒导通模式下开关型调节器22的主开关管的导通时间，校正电路输入电流只包含基波的输入电流Iin为：
但是由于电路中存在非线性元件，故功率因数校正电路的输入电流除了包含基波还包含各次谐波，故可以在输入电流上叠加反相谐波，在采样输入电压时，总谐波失真补偿后的输入电流Iinnew1为：
其中A，B，C，D为谐波幅值和基波幅值的比，即谐波的幅值比例，为-1到1之间的常数，可以得到总谐波失真补偿后开关型调节器22的主开关管的导通时间Ton-new1为：
在不采样输入电压时，假设输入电压时理想正弦，即输入电压为Vm*sin(wt)，输入电压总谐波失真补偿后的输入电流Iinnew2为：
其中A，B，C，D为谐波幅值和基波幅值的比，即谐波的幅值比例，为-1到1之间的常数，，可以得到总谐波失真补偿后开关型调节器22的主开关管的导通时间Ton-new2为：
通过上述推导可知，恒导通模式(即在稳态时开关型调节器22的主开关管的导通时间恒定)的基础上，即Ton不变，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量，以调节开关型调节器22主开关管的导通时间，进而可以完成在开关型调节器22的输入电流Iin中反相叠加预定的至少一个谐波分量，去除所述开关型调节器的输入电流中的至少一个谐波分量，进而对开关型调节器22输入电流的各次谐波分量进行反相谐波补偿，从而抵消输入交流电中不需要的谐波分量，降低或最小化总谐波失真。
从Ton-new1和Ton-new2中可以看出，由于在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量，故调节开关型调节器22主开关管的导通时间需要确定各谐波分量在输入信号中的幅值比例。因此，测量的总谐波失真THD被引入到控制环路中以辅助确定各谐波分量在输入信号中所占的幅值比例。可选地，控制器3被配置为根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以最小化总谐波失真。可选的，上述Ton-new1和Ton-new2公式中将各谐波分量的相位看成与基波相同，但有的时候各谐波分量的相位与基波差别较大，故除了需要确定各谐波分量的幅值比例，还需要确定各谐波分量的相位，因此，测量的各次谐波分量的幅值比例Hn和总谐波失真THD被引入到控制环路中以辅助确定各谐波分量的相位。可选地，控制器3被配置为根据测量的总谐波失真和各谐波分量的幅值比例调整各谐波分量的相位以最小化总谐波失真。综上所述，本发明给出了两种调整开关型调节器22主开关管的导通时间的方法，一种为根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以最小化总谐波失真，另外一种为根据测量的总谐波失真和各次谐波分量的幅值比例Hn调整各谐波分量的相位以最小化总谐波失真。
图3是本发明控制方法的流程图，为根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以最小化总谐波失真。如图3所示，具体包括：
步骤S100、获取测量的总谐波失真THD、输入电压采样信号SVin和和输出电压采样信号SVout或输出电压采样信号SVout。
步骤S200、根据总谐波失真THD调节开关型调节器主开关管的导通时间以最小化总谐波失真THD。
当然，在步骤S200中，还需要在其它的控制环路中基于输入电压采样信号SVin和输出电压采样信号SVout或输出电压采样信号SVout来达成其原有的进行功率因数校正的目的。
具体地，步骤S200最小化总谐波失真THD的目的可以通过如图4所示的步骤来实现，具体包括：
步骤S210、根据输入电压采样信号获取预定的至少一个谐波分量的波形。
由于输入电压中的谐波分量可能很多，因此，通常只能对频率与基波频率靠近的一个或多个谐波分量来进行补偿。其中，预先对于预定的多个谐波分量进行排序，后面按顺序来逐一地调整谐波分量的幅值比例。
步骤S220、将所有谐波分量的幅值比例的初始值设为零。
步骤S230、递增当前谐波波形的幅值比例。其中，可以按照预定的步长来进行递增操作，也可以每次计算不同的增加幅度。
步骤S240、调节导通时间以对开关型调节器的输入电流进行反相谐波补偿。
具体地，可以先计算获取谐波分量波形，然后与幅值比例乘积后，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量，即按照Ton-new1或Ton-new2公式中进行相关的运算，调整导通时间，使得完成对开关型调节器的输入电流进行反相谐波补偿，进而去除开关型调节器的输入电流中的谐波分量，最小化总谐波失真THD。
步骤S250、在调整了导通时间后，测量获取新的的总谐波失真。
步骤S260、判断调整了导通时间后，总谐波失真是否减小，如果减小则转步骤S230，继续递增当前谐波分量的幅值比例，如果未减小，则说明递增前的谐波分量的幅值比例最接近当前谐波分量在输入信号中的实际比例，因此转步骤S270。
步骤S270、将幅值比例恢复到总谐波失真增大之前的值。
同时，按照Ton-new1或Ton-new2公式中进行相关的运算，调整导通时间时，保持当前谐波分量为该幅值比例。
步骤S280、将下一个谐波分量切换为当前谐波分量，返回步骤S230，对下一个谐波分量来进行幅值比例的调整。
由此，对于预定的一个或多个谐波分量，以逐一扫描的方式获取到谐波分量在输入信号中的幅值比例或最接近该幅值比例的值。在系统工作期间保持对于幅值比例的调整，从而可以始终抑制系统的总谐波失真。
图5是现有技术的控制器的数据流向图。如图5所示，控制器通过闭环控制来控制开关型调节器主开关管的导通时间。在现有技术中，所述控制模式为恒导通模式，即在稳态情况下，导通时间Ton恒定，通过减法器51获取输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref差值，进而通过电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。利用乘法器53将补偿信号Vcmp与比例系数K相乘后的值表征开关管导通时间Ton，控制导通计时器54计时，导通计时器54计时完毕后RS触发器56进行复位；利用电流过零检测模块55对电感电流进行过零检测，当检测到电感电流过零时，RS触发器56进行置位，RS触发器56输出开关控制信号Q。现有技术的控制器仅进行功率因数校正，缺乏对于电路的总谐波失真进行补偿的普适机制。
图6是本发明控制器调节各谐波幅值比例的实施例一数据流向图；实施例一中，需要采样输入电压信号，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量，即利用Ton-new1调节所述导通时间。如图6所示，在图5的基础上，对于所述恒导通时间模式的导通时间Ton进行进一步调节，以减小总谐波失真。控制器除了设置有减法器51、电压补偿模块52、乘法器53、导通计时器54、电流过零检测55以及RS触发器56外，还包括谐波比例调节模块61、谐波生成模块62、对应于预定的谐波分量的数量的乘法器63-1至63-n、加法器64、乘法器65、除法器66、加法器67以及乘法器68。其中，通过减法器51根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref获取两者差值输出到电压补偿模块52，电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。同时，谐波生成模块62根据输入电压采样信号SVin生成预定的各谐波分量，例如，3次谐波SH3、5次谐波SH5等。谐波比例调节模块61根据测量的总谐波失真THD输出各谐波分量对应的幅值比例，并调节该幅值比例以最小化总谐波失真。谐波比例调节模块61输出的幅值比例在乘法器63-1至63-n与对应的谐波分量相乘。相乘后的所有乘积在加法器64进行叠加，从而获得一个输出参量SVin’满足：
SVin’＝SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…
其中，Ratioi为i次谐波分量对应的幅值比例，该幅值比例由谐波比例调节模块61生成并调节。
输入信号SVin’在乘法器65和基波的幅值Vm相乘，其乘积在除法器66除以输入电压采样信号SVin,将除法的商在加法器67和1相加，相加后的信号为导通时间控制信号，最后所述控制信号在68处和补偿信号Vcamp以及比例系数K的积相乘，相乘后的值表征新的导通时间Ton-new1，导通时间Ton-new1控制导通计时器54计时，导通计时器54计时完毕后RS触发器56进行复位；
Ton-new1＝((SVin’*Vm)/SVin+1)*K*Vcamp
＝((SVin+Vm*(SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…))/SVin)*K*Vcamp
由于补偿信号Vcamp和K的乘积表征恒导通模式的导通时间Ton，故Ton-new1＝Ton*(SVin+Vm*(SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…))/SVin，通过上述设置，得到的新的导通时间和与上述公式的计算相同，故可以通过调节导通时间，从而完成在开关型调节器输入电流上叠加和输入信号中各次谐波分量幅值比例相同、相位相反的各次谐波分量，从而完成反相谐波补偿，减小总谐波失真。
谐波比例调节模块61可以依据如图4所示的方法调节各谐波分量的幅值比例直至测量的总谐波失真不再下降，由此通过调节导通时间控制使得开关型调节器的输入电流Iin中反相叠加的各谐波分量的比例尽可能接近实际输入信号中的谐波成分，进而去除开关型调节器的输入电流中的谐波分量，最小化总谐波失真THD。
图7是本发明控制器调节各谐波幅值比例的实施例二数据流向图；实施例二中，不需要采样输入电压信号，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量，即利用Ton-new2调节所述导通时间。如图7所示，在图5的基础上，对于所述恒导通时间模式的导通时间Ton进行进一步调节，以减小总谐波失真。控制器除了设置有减法器51、电压补偿模块52、乘法器53、导通计时器54、电流过零检测55以及RS触发器56外，还包括谐波比例调节模块61、基波/谐波生成模块62、电压过零检测单元63、对应于预定的谐波分量的数量的乘法器64-1至64-n、加法器65、除法器66、加法器67以及乘法器68。其中通过减法器51根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref获取两者差值输出到电压补偿模块52，电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。同时，电压过零检测单元63检测输入电压的过零信号，并将所述过零信号输出给基波/谐波生成模块62，基波/谐波生成模块62根据所述过零信号生成基波和预定的各谐波分量，例如，3次谐波SH3、5次谐波SH5等。谐波比例调节模块61根据测量的总谐波失真THD输出各谐波分量对应的幅值比例，并调节该幅值比例以最小化总谐波失真。谐波比例调节模块61输出的幅值比例在乘法器64-1至64-n与对应的谐波分量相乘。相乘后的乘积在加法器65进行叠加，从而获得一个输出参量SVin’满足：
SVin’＝SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…
其中，Ratioi为i次谐波分量对应的幅值比例，该幅值比例由谐波比例调节模块61生成并调节。
输入信号SVin’在除法器66除以基波Sbase,将除法的商在加法器67和1相加，相加后的值为所述导通时间的控制信号，所述控制信号在68处和补偿信号Vcamp和比例系数K的积相乘，相乘后的值表征新的导通时间Ton-new2，控制导通计时器54计时，导通计时器54计时完毕后RS触发器56进行复位；
Ton-new2＝((SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…)/Sbase+1)*K*Vcamp
＝(Sbase+SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…)/SVin*K*Vcamp
由于补偿信号Vcamp和K的乘积表征恒导通模式的导通时间Ton，故Ton-new2＝Ton*(Sbase+SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…)/SVin，通过上述设置，得到的新的导通时间和与上述公式的计算相同，故可以通过调节导通时间，在开关型调节器输入电流上叠加与输入信号各次谐波幅值比例相同、相位相反的各次谐波分量，从而完成反相谐波补偿，减小总谐波失真。
谐波比例调节模块61可以依据如图4所示的方法调节各谐波分量的幅值比例直至测量的总谐波失真不再下降，由此通过调节导通时间控制使得开关型调节器的输入电流Iin中反相叠加的各谐波分量的比例尽可能接近实际输入信号中的谐波成分，进而去除开关型调节器的输入电流中的谐波分量，最小化总谐波失真THD。
本发明实施例一和实施例二由于引入了测量的总谐波失真THD这一反馈参量，能够以闭环方式来直接调节总谐波失真，由此，不需要针对单独某一类影响总谐波失真指标的因素做专门的补偿设计，简化了整体的控制方法。
应理解，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量，通过调节各谐波分量的幅值比例，调整开关型调节器主开关管的导通时间，以完成在开关型调节器输入电流上反相叠加预定谐波分量，进而完成开关型调节器输入电流中各次谐波的反相谐波补偿并不限于上述方式。本领域技术人员还可以对上述提及的参量和模块进行修改以实现相同的目的。例如，在实施例一中得到SVin’信号后，将其在乘法器65处与Vm相乘后，先与输入电压采样信号SVin相加后再除以SVin，其余和实施例一相同，也可以得到表征新的导通时间Ton-new1。同样在实施例二中得到SVin’信号后，先将SVin’和基波Sbase相加，再将其相加后的值处以基波Sbase，其余和实施例二相同，也可以得到表征新的导通时间Ton-new2。此外，在实施例一和实施例二中若谐波生成模块生成的同向谐波，则67为减法器，即可实现相同的功能。因此，任何根据Ton-new1和Ton-new2的推导公式相同的控制方法，均在本发明的保护范围内。
需要注意的是，本发明实施例一和实施例二中还包括利用电流过零检测模块55对电感电流进行过零检测，当检测到电感电流过零时，RS触发器56进行置位，RS触发器56输出开关控制信号Q。控制开关型调节器主开关管关断时间的方式为过零检测，这里仅是为了与本发明所提供的现有技术进行对应，但本发明对比不进行限制，可以为其他方式控制关断时间。
图8是本发明另一种控制方法的流程图；为测量的总谐波失真和各次谐波分量的幅值比例Hn调整各谐波分量的相位以最小化总谐波失真。如图8所示，具体包括：
步骤S100、获取测量的总谐波失真THD、各谐波分量的幅值比例Hn、输入电压采样信号SVin和输出电压采样信号SVout或输出电压采样信号SVout。
步骤S200、根据根据各谐波分量的幅值比例Hn和总谐波失真THD调节开关型调节器主开关管的导通时间以最小化总谐波失真THD。
当然，在步骤S200中，还需要在其它的控制环路中基于输入电压采样信号SVin及输出电压采样信号SVout或输出电压采样信号SVout来达成其原有的进行功率因数校正的目的。
具体地，步骤S200最小化总谐波失真THD的目的可以通过逐一设置谐波分量的幅值比例，调节谐波分量的相位实现。图9所示为本发明调节各谐波相位的方法一流程图，其中谐波分量相位调节为递增方式，其具体包括如下步骤：
步骤S210、根据输入电压采样信号获取预定的至少一个谐波分量的波形。
由于输入电压中的谐波分量可能很多，因此，通常只能对频率与基波频率靠近的一个或多个谐波分量来进行补偿。其中，预先对于预定的多个谐波分量进行排序，后面按顺序来逐一地按照测量的各谐波分量的幅值比例Hn分别对应设置各次谐波分量的幅值比例，并调整各次谐波分量的相位。
步骤S220、将所有谐波分量的幅值比例的初始值和相位设为零。
步骤S230、根据测量的各谐波分量幅值比例Hn获取待调节的谐波分量的幅值比例；
步骤S240、调节导通时间以对开关型调节器的输入电流进行反相谐波补偿。
具体地，先计算获取谐波分量波形，然后与幅值比例乘积后，调节谐波相位，再按照Ton-new1或Ton-new2公式中进行相关的运算，调整导通时间，使得完成对开关型调节器的输入电流进行反相谐波补偿，进而去除开关型调节器的输入电流中的谐波分量，最小化总谐波失真THD。
步骤S250、递增当前谐波波形的相位。其中，可以按照预定的步长来进行递增操作，也可以每次计算不同的增加幅度。
步骤S260、在调整了导通时间后，测量获取新的总谐波失真。
步骤S270、判断递增当前谐波分量的相位后，总谐波失真是否减小，如果减小则转步骤S250，继续递增当前谐波分量的相位，如果未减小，则说明递增前的谐波分量的相位与当前谐波分量在输入信号中的实际相位相反，因此转步骤S280。
步骤S280、将当前谐波分量的相位恢复到总谐波失真增大之前的值。
同时，保持当前谐波分量为该相位，按照Ton-new1或Ton-new2公式中进行相关的运算，调整导通时间。
步骤S290、将下一个谐波分量切换为当前谐波分量，返回步骤S230，对下一个谐波分量来进行相位的调整。
上述调节相位递增的方式简单，但在相位比较大时，则可能找到使得总谐波失真最小的谐波分量的相位比较慢。而分区方式可以加快寻找使得总谐波失真最小的谐波分量的相位，图10为本发明调节各谐波相位的方法二流程图，其中谐波分量相位调节为分区方式，其具体包括如下步骤：
步骤S210、根据输入电压采样信号获取预定的至少一个谐波分量的波形。
由于输入电压中的谐波分量可能很多，因此，通常只能对频率与基波频率靠近的一个或多个谐波分量来进行补偿。其中，预先对于预定的多个谐波分量进行排序，后面按顺序来逐一地按照测量的各谐波分量的幅值比例Hn分别对应设置谐波分量的幅值比例，并调整谐波分量的相位。
步骤S211、将所有谐波分量的幅值比例和相位的初始值设为零。
步骤S212、获取当前的总谐波失真THD记为THDO；
步骤S213、根据测量的各谐波分量幅值比例Hn获取待调节的谐波分量的幅值比例，通过调节导通时间，加入同样比例的反相谐波。
具体地，可以先计算获取谐波分量波形，然后与幅值比例乘积后，调节谐波相位，再按照Ton-new1或Ton-new2公式中进行相关的运算，调整导通时间，使得完成对开关型调节器的输入电流进行反相谐波补偿，进而去除开关型调节器的输入电流中的谐波分量，最小化总谐波失真THD。
步骤S214、将加入的反相谐波分量的相位依次设置为0°、120°、240°，获取新的总谐波失真THD并记录为THD1、THD2、THD3。
步骤S215、比较THD0，THD1，THD2，THD3的大小，得到反相谐波分量相位值所在的角度区间。
具体的，若THD1，THD2，THD3均大于THD0，则说明该反相谐波分量的含量不进行该次谐波补偿。比较THD1，THD2，THD3的大小，得到反相谐波分量相位值所在的角度区间。
需要注意的是，步骤S214和步骤S215分区方式多种多样，这里仅仅给出了一个实施例，本发明对比不进行限制。
步骤S216、将加入的反相谐波相位值设置为相位区间的中点，获取新的总谐波失真THD并记录；
步骤S217、增大相位值，获取新的总谐波失真THD；
步骤S218、判断增大相位值后，总谐波失真THD是否减小，若THD减小，说明相位调节方向为增大，转到步骤S219，若THD未减小，说明相位调节为减小，则转步骤220；
步骤S219、相位调节方向为增大；
步骤S220、相位调节方向为减小；
步骤S221、按照方向继续调节加入的反相谐波的相位值；
具体的，若相位调节方向为增加，则递增当前相位值；若相位方向为减小，则递减当前相位值；
步骤S222、获取新的THD；
步骤S223、判断总谐波失真THD是否减小，如果减小则转步骤S221，继续按照方向调节当前谐波分量的相位，如果未减小，则说明递增前的谐波分量的相位与当前谐波分量在输入信号中的实际相位相反，因此转步骤S224。
步骤S224、将相位值恢复到总谐波失真增大之前的值，调节结束，同时，保持当前谐波分量为该相位，按照Ton-new1或Ton-new2公式中进行相关的运算，调整导通时间。将下一个谐波分量切换为当前谐波分量，返回步骤S212，对下一个谐波分量来进行相位的调整。
由此，对于预定的一个或多个谐波分量，以逐一扫描的方式根据测量的各谐波分量的幅值比例Hn分别对应设置谐波分量的幅值比例，然后调节谐波分量的相位，进而调整了导通时间，使得谐波分量的相位和其在输入信号中实际相位相反，从而总谐波失真达到最小值，减小了谐波失真。在系统工作期间保持对于谐波分量相位的调整，从而可以始终抑制系统的总谐波失真。
需要说明的是，各谐波分量相位调整方式不止这两种，例如还可以是在对于相位进行分区后，然后在区域内相位不断递增来获取使得总谐波失真最小的相位，本发明的保护范围为通过任意方式调节谐波分量的相位以使得总谐波失真最小的方法。
图11是本发明控制器调节各谐波相位的实施例三数据流向图；
实施例三中，需要采样输入电压信号，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量，即利用Ton-new1调节所述导通时间。如图11所示，在图5的基础上，对于所述恒导通时间模式的导通时间Ton进行进一步调节，以减小总谐波失真。控制器除了设置有减法器51、电压补偿模块52、乘法器53、导通计时器54、电流过零检测55以及RS触发器56外，还包括谐波比例设置模块61、谐波相位调节模块62、谐波生成模块63、、对应于预定的谐波分量的数量的乘法器69-1至69-n、加法器64、乘法器65、除法器66、加法器67以及乘法器68。其中，通过减法器51根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref获取两者差值输出到电压补偿模块52，电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。同时，谐波生成模块63根据输入电压采样信号SVin生成预定的各谐波分量，例如，3次谐波SH3、5次谐波SH5等。谐波比例设置模块61根据测量的各谐波分量的幅值比例Hn设置对应各次谐波的幅值比例，谐波相位调节模块62根据测量的总谐波失真THD输出各谐波分量对应的相位，并调节该相位以最小化总谐波失真。谐波比例设置模块61输出的幅值比例在乘法器69-1至69-n与对应的带有相位的谐波分量相乘。相乘后的所有乘积在加法器64进行叠加，从而获得一个输出参量SVin’满足：
SVin’＝SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…
其中，Shi为带有相位的i次谐波分量，具体的， 为i次谐波的相位。Ratioi为i次谐波分量对应的幅值比例，该比例由谐波比例设置模块61进行设置。
输入信号SVin’在乘法器65和基波的幅值比例Vm相乘，其乘积在除法器66除以输入电压SVin,将除法的商在加法器67和1相加，相加后的值为导通时间的控制信号，所述控制信号在68处和补偿信号Vcamp和比例系数K的积相乘，相乘后的值表征新的导通时间Ton-new1，控制导通计时器54计时，导通计时器54计时完毕后RS触发器56进行复位；
Ton-new1＝((SVin’*Vm)/SVin+1)*K*Vcamp
＝((SVin+Vm*(SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…))/SVin)*K*Vcamp
由于补偿信号Vcamp和K的乘积表征恒导通模式的导通时间Ton，故Ton-new1＝Ton*(SVin+Vm*(SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…))/SVin，通过上述设置，得到的新的导通时间与上述公式的计算相同，故可以通过调节导通时间，在完成开关型调节器输入电流上叠加与输入信号的各次谐波分量幅值比例相同、相位相反各次谐波分量，从而完成反相谐波补偿，减小总谐波失真。
谐波相位调节模块62可以依据如图9或图10所示的方法调节各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降，通过调节导通时间控制使得开关型调节器的输入电流Iin中叠加的各谐波分量的相位尽可能与实际输入信号中的谐波分量的相位相反，进而去除开关型调节器的输入电流中的谐波分量，最小化总谐波失真THD。
图12是本发明控制器调节各谐波相位的实施例四数据流向图；实施例四中，不需要采样输入电压信号，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量，即利用Ton-new2调节所述导通时间。如图12所示，在图5的基础上，对于所述恒导通时间模式的导通时间Ton进行进一步调节，以减小总谐波失真。控制器除了设置有减法器51、电压补偿模块52、乘法器53、导通计时器54、电流过零检测55以及RS触发器56外，还包括谐波比例设置模块61、谐波相位调节模块62、基波/谐波生成模块63、电压过零检测单元64、对应于预定的谐波分量的数量的乘法器69-1至69-n、加法器65、除法器66、加法器67以及乘法器68。其中通过减法器51根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref获取两者差值输出到电压补偿模块52，电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。同时，电压过零检测单元64检测输入电压的过零信号，并将所述过零信号输出给基波/谐波生成模块63，基波/谐波生成模块63根据所述过零信号生成基波和预定的各谐波分量，例如，3次谐波SH3、5次谐波SH5等。谐波比例设置模块61根据测量的各谐波分量的幅值比例Hn设置对应各次谐波的幅值比例，谐波相位调节模块62根据测量的总谐波失真THD输出各谐波分量对应的相位，并调节该相位以最小化总谐波失真。谐波比例设置模块61输出的幅值比例在乘法器69-1至69-n与对应的带有相位的谐波分量相乘。相乘后的乘积在加法器65进行叠加，从而获得一个输出参量SVin’满足：
SVin’＝SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…
其中，其中，Shi为带有相位的i次谐波分量，具体的，Shi＝sin为i次谐波的相位。Ratioi为i次谐波分量对应的幅值比例，该比例由谐波比例设置模块61进行设置。
输入信号SVin’在除法器66除以基波Sbase,将除法的商在加法器67和1相加，最后将相加后的值在68处和补偿信号Vcamp和比例系数K的积相乘，相乘后的值表征新的导通时间Ton-new2控制导通计时器54计时，导通计时器54计时完毕后RS触发器56进行复位；
Ton-new2＝((SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…)/Sbase+1)*K*Vcamp
＝(Sbase+SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…)/SVin*K*Vcamp
由于补偿信号Vcamp和K的乘积表征恒导通模式的导通时间Ton，故Ton-new2＝Ton*(Sbase+SH3*Ratio3+SH5*Ratio5+…)/SVin，通过上述设置，得到的新的导通时间和与上述公式的计算相同，故可以通过调节导通时间，以完成在开关型调节器输入电流上叠加与输入信号各谐波分量幅值比例相同、相位相反的各次谐波分量，从而完成反相谐波补偿，减小总谐波失真。
谐波相位调节模块62可以依据如图9或图10所示的方法调节各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降，通过调节导通时间控制使得开关型调节器的输入电流Iin中叠加的各谐波分量的相位尽可能与实际输入信号中的各次谐波分量相反，进而去除开关型调节器的输入电流中的谐波分量，最小化总谐波失真THD。
本发明实施例三和实施例四由于引入了测量的总谐波失真THD这一反馈参量，能够以闭环方式来直接调节总谐波失真，由此，不需要针对单独某一类影响总谐波失真指标的因素做专门的补偿设计，简化了整体的控制方法。
需要注意的是，本发明图11和图12分别所示的实施例三和实施例四中，所述的各次谐波分量先进行相位调节后，再与对应各次谐波的幅值比例相乘，在其他的实施例中，可以先将各次谐波分量与对应各次谐波的幅值比例乘积后，在进行相位调节。
应理解，通过调节各谐波分量的相位，调整开关型调节器主开关管的导通时间，以完成在开关型调节器输入电流上反相叠加预定谐波分量，进而完成开关型调节器输入电流各次谐波的反相谐波补偿并不限于上述方式。本领域技术人员还可以对上述提及的参量和模块进行修改以实现相同的目的。例如，在实施例三中得到SVin’信号，将其在乘法器65处与Vm相乘后，先与输入电压采样信号SVin相加后再除以SVin，其余和实施例三相同，也可以得到表征新的导通时间Ton-new1。同样在实施例四中得到SVin’信号后，先将SVin’和基波Sbase相加，再将其相加后的值处以基波Sbase，其余和实施例四相同，也可以得到表征新的导通时间Ton-new2。此外，在实施例三和实施例四中若谐波生成模块生成的同向谐波，则67为减法器，即可实现相同的功能。因此，任何根据Ton-new1和Ton-new2的推导公式相同的控制方法，均在本发明的保护范围内。
需要注意的是，本发明实施例三和实施例四中还包括利用电流过零检测模块55对电感电流进行过零检测，当检测到电感电流过零时，RS触发器56进行置位，RS触发器56输出开关控制信号Q。控制开关型调节器主开关管关断时间的方式为过零检测，这里仅是为了与本发明所提供的现有技术进行对应，但本发明对比不进行限制，可以为其他方式控制关断时间。
还应理解，上述方法、过程、单元和模块可以是实体电路或器件来实现，也可以具体化为代码和/或数据，该代码和/或数据可存储在可读存储介质中。处理器读取并执行上述代码和/或数据时，处理器执行具体化为数据结构和代码并存储于可读存储介质内的方法和过程。
本公开中所述的控制器可通过多种方式来实现。例如，这些技术可以用硬件、固件、软件或它们结合的方式来实现。对于硬件实现，在接收站处用于速率控制的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行本申请所述功能的其它电子单元或其组合中。
对于固件或软件实现，速率控制技术可用执行本申请所述功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器中，并由处理器执行。存储器可以实现在处理器内，也可以实现在处理器外，在后一种情况下，它经由各种手段可通信地连接到处理器，这些都是本领域中所公知的。
以下结合工作波形图来说明本发明实施例。
图13和图14是本发明的功率因数校正电路的工作波形图。如图13所示，假设输入交流电流Iac的总谐波失真为25％，谐波分量完全为3次谐波。图13中，Iac为功率因数校正电路的输入电流波形。I1为基波电流波形，I3为3次谐波分量的波形。Iac＝I1+I3。在系统开始运行时，采用与开关型调节器22的输入电压Vin相位和形状相同的正弦波。在恒导通模式下，使得开关型调节器的输入电流Iin如图13所示的前提下，功率计1测量的总谐波失真为25％。控制器3可以根据输入电压采样信号SVin的波形或输入电压Vin过零检测获取其对应的3次电压谐波的波形(也即，3倍频的正弦信号)。控制器3根据反馈的总谐波失真THD来控制3次谐波分量的幅值比例或相位的调整，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加3次谐波分量，进而调节导通时间，以完成按照设定在输入电流上反相叠加3次谐波分量Iin_3rd，直至幅值比例或相位使得总谐波失真最小，叠加后的输入电流Iin_new如图14所示。3次谐波补偿后，获得输入电流Iac_new与调整前的输入电流Iac_old的对比可以参见图14。可见，输入电流的3次谐波被最大程度地去除。如果预定的谐波分量还包括5次谐波、7次谐波等，则可以重复调整的过程，以最小化总谐波失真。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (34)

1.一种功率因数校正电路，包括：
功率计，用于测量输入端口的总谐波失真(THD)；
开关型调节器，受控于开关控制信号调节输入信号的功率因数；以及，
控制器，被配置为生成开关控制信号控制所述开关型调节器以进行功率因数校正，其中，所述控制器根据测量的总谐波失真调整开关型调节器主开关管的导通时间以最小化总谐波失真。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器被配置为在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整所述导通时间使得总谐波失真最小化。
3.根据权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器被配置为根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以通过调整所述开关型调节器主开关管的导通时间最小化总谐波失真。
4.根据权利要求3所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器被配置为按照预定顺序逐一调整各谐波分量的幅值比例由零递增直至测量的总谐波失真不再下降。
5.根据权利要求3所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第一信号和输入电压采样信号的商，所述第一信号为输入电压采样信号与第二信号之和，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同的电压谐波反相叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取；或者，
所述控制器采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第二信号和输入电压采样信号的商加1，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同的电压谐波反相叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取。
6.根据权利要求3所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器被配置为根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第三信号和基波信号的商，所述第三信号为在基波上反相叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成；或者
所述控制器被配置为根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第四信号和基波信号的商加1，所述第四信号为反相叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成。
7.根据权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述功率计还用于测量各次谐波分量的幅值比例(Hn)，所述控制器被配置为根据各次谐波分量的幅值比例设置对应的各次谐波分量的幅值比例，并根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的相位以通过调整所述开关型调节器主开关管的导通时间最小化总谐波失真。
8.根据权利要求7所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器被配置为各谐波分量按照预定顺序逐一先根据测量的各谐波分量的幅值比例设置对应的各谐波分量的幅值比例，然后调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
9.根据权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述各谐波分量的相位由零递增，直至测量的总谐波失真不再下降。
10.根据权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于，将相位进行分区，判断各谐波分量的相位所在的区域，在该区域中调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
11.根据权利要求10所述的功率因数校正电路，其特征在于，选择各谐波分量的相位所在的区域的中点作为起点，判断相位调节方向为增大或减小，按照判断的方向继续调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
12.根据权利要求7所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第一信号和输入电压采样信号的商，所述第一信号为输入电压采样信号与第二信号之和，所述第二信号为各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取；或者，
所述控制器采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第二信号和输入电压采样信号的商加1，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取。
13.根据权利要求7所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器被配置为根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第三信号和基波信号的商，所述第三信号为在基波上叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成；或者
所述控制器被配置为根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第四信号和基波信号的商加1，所述第四信号为叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成。
14.根据权利要求12或13所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述电压谐波为将各谐波分量和各谐波分量对应的幅值比例的乘积经过相位调节后得到。
15.根据权利要求12或13所述的功率因数校正电路，所述电压谐波为各谐波分量经过相位调节后与各谐波分量对应的幅值比例的乘积。
16.根据权利要求5或6或12或13所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器被配置为所述控制信号和补偿信号乘积的k倍表征开关调节器主开关管的导通时间，所述补偿信号表征电压基准信号和输出电压的差。
17.根据权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述预定的至少一个谐波分量为与基波相邻的一个或多个谐波分量。
18.一种控制方法，用于控制进行功率因数校正的开关型调节器，所述方法包括：
根据测量的总谐波失真调整开关型调节器主开关管的导通时间以最小化总谐波失真。
19.根据权利要求18所述的控制方法，其特征在于，在所述开关型调节器主开关管的导通时间的控制信号中反相叠加预定的至少一个谐波分量以调整所述导通时间使得总谐波失真最小化。
20.根据权利要求19所述的控制方法，其特征在于，根据测量的总谐波失真调整所述开关型调节器主开关管的导通时间包括：根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例以通过调整所述开关型调节器主开关管的导通时间最小化总谐波失真。
21.根据权利要求20所述的控制方法，其特征在于，根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的幅值比例包括：
按照预定顺序逐一调整各谐波分量的幅值比例由零递增直至测量的总谐波失真不再下降。
22.根据权利要求20所述的控制方法，其特征在于，采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第一信号和输入电压采样信号的商，所述第一信号为输入电压采样信号与第二信号之和，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同的电压谐波反相叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取；或者，
采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第二信号和输入电压采样信号的商加1，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同的电压谐波反相叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取。
23.根据权利要求20所述的控制方法，其特征在于，根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第三信号和基波信号的商，所述第三信号为在基波上反相叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成；或者
根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第四信号和基波信号的商加1，所述第四信号为反相叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成。
24.根据权利要求19所述的控制方法，其特征在于，根据各次谐波分量的幅值比例设置对应的各次谐波分量的幅值比例，并根据测量的总谐波失真调整各谐波分量的相位以通过调整所述开关型调节器主开关管的导通时间最小化总谐波失真。
25.根据权利要求24所述的功率因数校正电路，其特征在于，各谐波分量按照预定顺序逐一先根据测量的各谐波分量的幅值比例设置对应的各谐波分量的幅值比例，然后调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
26.根据权利要求25所述的控制方法，其特征在于，所述各谐波分量的相位由零递增，直至测量的总谐波失真不再下降。
27.根据权利要求25所述的控制方法，其特征在于，将相位进行分区，判断各谐波分量的相位所在的区域，在该区域中调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
28.根据权利要求27所述的控制方法，其特征在于，选择各谐波分量的相位所在的区域的中点作为起点，判断相位调节方向为增大或减小，按照判断的方向继续调整各谐波分量的相位直至测量的总谐波失真不再下降。
29.根据权利要求24所述的控制方法，其特征在于，采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第一信号和输入电压采样信号的商，所述第一信号为输入电压采样信号与第二信号之和，所述第二信号为各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取；或者，
采样开关型调节器的输入电压，得到输入电压采样信号，并根据所述控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中，所述控制信号为第二信号和输入电压采样信号的商加1，所述第二信号为与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波叠加后与基波的乘积，所述谐波分量根据所述输入电压采样信号获取。
30.根据权利要求24所述的控制方法，其特征在于，根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第三信号和基波信号的商，所述第三信号为在基波上叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成；或者
根据控制信号调整开关型调节器主开关管的导通时间，其中所述控制信号为第四信号和基波信号的商加1，所述第四信号为叠加与各谐波分量对应的幅值比例相同、相位相反的各次电压谐波，所述谐波分量由输入电压经过电压过零检测后生成。
31.根据权利要求29或30所述的控制方法，其特征在于，所述电压谐波为将各谐波分量和各谐波分量对应的幅值比例的乘积经过相位调节后得到；或者，
所述电压谐波为各谐波分量经过相位调节后与各谐波分量对应的幅值比例的乘积。
32.根据权利要求22或23或29或30所述的控制方法，其特征在于，所述控制信号和补偿信号乘积的k倍表征开关调节器主开关管的导通时间，所述补偿信号表征电压基准信号和输出电压的差。
33.根据权利要求19所述的控制方法，其特征在于，所述预定的至少一个谐波分量为与基波相邻的一个或多个谐波分量。
34.一种控制器，包括：
处理器；
用于存储处理器可执行指令的存储器；
其中，所述处理器被配置为适于执行如权利要求18-33任一项所述的方法。
CN201910471007.4A 2019-05-31 2019-05-31 功率因数校正电路、控制方法和控制器 Active CN110212741B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910471007.4A CN110212741B (zh) 2019-05-31 2019-05-31 功率因数校正电路、控制方法和控制器
TW109111601A TWI765245B (zh) 2019-05-31 2020-04-07 功率因數校正電路、控制方法和控制器
US16/882,614 US11226648B2 (en) 2019-05-31 2020-05-25 Power factor correction circuit, control method and controller
EP20177280.3A EP3745575B1 (en) 2019-05-31 2020-05-28 Power factor correction circuit, control method and controller

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910471007.4A CN110212741B (zh) 2019-05-31 2019-05-31 功率因数校正电路、控制方法和控制器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110212741A true CN110212741A (zh) 2019-09-06
CN110212741B CN110212741B (zh) 2020-12-11

Family

ID=67790010

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910471007.4A Active CN110212741B (zh) 2019-05-31 2019-05-31 功率因数校正电路、控制方法和控制器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11226648B2 (zh)
EP (1) EP3745575B1 (zh)
CN (1) CN110212741B (zh)
TW (1) TWI765245B (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111953199A (zh) * 2020-07-31 2020-11-17 海信（山东）空调有限公司 Pfc变换器及其前馈控制方法、装置及空调器
CN112615553A (zh) * 2020-12-16 2021-04-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 交流-直流转换电路
CN112636613A (zh) * 2020-12-16 2021-04-09 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 交流-直流转换电路
CN113452269A (zh) * 2021-04-20 2021-09-28 成都芯源系统有限公司 开关电源电路及方法

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20230045335A (ko) * 2021-09-28 2023-04-04 현대자동차주식회사 과전류 발생을 억제하는 pfc 제어 장치 및 방법
CN114448251B (zh) * 2022-01-11 2023-06-23 四川大学 一种数字控制谐波补偿电路
US11855545B1 (en) * 2023-09-10 2023-12-26 Lee Fredrik Mazurek Single stage synchronous generalized regulator

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106849639A (zh) * 2017-03-20 2017-06-13 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 功率因数校正电路、控制方法和控制器
CN208571910U (zh) * 2018-08-22 2019-03-01 上海权策微电子技术有限公司 降低总谐波失真及提高功率因数的电路

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7123494B2 (en) 2003-05-06 2006-10-17 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power factor correction circuit and method of varying switching frequency
US6756771B1 (en) 2003-06-20 2004-06-29 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power factor correction method with zero crossing detection and adjustable stored reference voltage
US7148664B2 (en) 2004-06-28 2006-12-12 International Rectifier Corporation High frequency partial boost power factor correction control circuit and method
US7313007B2 (en) 2006-04-20 2007-12-25 Tsai-Fu Wu Power factor correction controller
US8674544B2 (en) 2009-01-26 2014-03-18 Geneva Cleantech, Inc. Methods and apparatus for power factor correction and reduction of distortion in and noise in a power supply delivery network
US8129958B2 (en) 2009-03-25 2012-03-06 Evergreen Micro Devices Co., Ltd. Transition mode power factor correction device with built-in automatic total harmonic distortion reduction feature
KR101739549B1 (ko) 2010-03-12 2017-05-25 페어차일드코리아반도체 주식회사 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법
US8872484B2 (en) 2011-08-17 2014-10-28 Google Inc. Power factor correction circuitry and methodology to compensate for leading power factor
CN102307007B (zh) 2011-09-13 2013-11-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 基于主从交错式临界导通模式的pfc控制电路及其控制方法
WO2014018882A1 (en) * 2012-07-26 2014-01-30 Osram Sylvania Inc. Flyback ac-to-dc converter
US9184652B2 (en) * 2012-08-28 2015-11-10 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for inverter output current harmonic reduction
KR101422948B1 (ko) 2012-12-11 2014-07-23 삼성전기주식회사 역률 보정 회로
CN103973095B (zh) 2013-02-01 2016-07-06 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种功率因数校正电路中的控制电路
JP2015023722A (ja) 2013-07-22 2015-02-02 サンケン電気株式会社 力率改善回路
US9343953B2 (en) * 2013-09-05 2016-05-17 Power Integrations, Inc. Pre-distortion of sensed current in a power factor correction circuit
CN103648202B (zh) 2013-12-18 2017-02-08 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 有源功率因数校正控制电路、芯片及led驱动电路
DK3087648T3 (da) * 2013-12-23 2020-07-20 Schneider Electric It Corp Systemer og metoder til belastningsharmonisk undertrykkelse
US9431894B2 (en) 2014-08-29 2016-08-30 Nxp B.V. Inductance variation based compensation in boost converter
WO2016054739A1 (en) 2014-10-08 2016-04-14 Queen's University At Kingston Average current modulator for an led driver
US9632120B2 (en) 2014-12-24 2017-04-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for measuring power in a power factor converter
CN105406697B (zh) 2015-12-22 2018-12-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 纹波抑制电路、方法及应用其的led灯
TWI578677B (zh) * 2016-03-16 2017-04-11 國立成功大學 電力轉換裝置及其控制方法
EP3512084A4 (en) * 2016-12-09 2020-05-06 Daikin Industries, Ltd. DEVICE WITH BUILT-IN ACTIVE FILTER
CN106685210B (zh) 2017-03-22 2019-03-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 功率因数校正电路、控制方法和控制器

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106849639A (zh) * 2017-03-20 2017-06-13 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 功率因数校正电路、控制方法和控制器
CN208571910U (zh) * 2018-08-22 2019-03-01 上海权策微电子技术有限公司 降低总谐波失真及提高功率因数的电路

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111953199A (zh) * 2020-07-31 2020-11-17 海信（山东）空调有限公司 Pfc变换器及其前馈控制方法、装置及空调器
CN112615553A (zh) * 2020-12-16 2021-04-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 交流-直流转换电路
CN112636613A (zh) * 2020-12-16 2021-04-09 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 交流-直流转换电路
US11722070B2 (en) 2020-12-16 2023-08-08 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Alternating current to direct current conversion circuit
US11728725B2 (en) 2020-12-16 2023-08-15 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Alternating current to direct current conversion circuit
CN112615553B (zh) * 2020-12-16 2023-09-08 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 交流-直流转换电路
CN113452269A (zh) * 2021-04-20 2021-09-28 成都芯源系统有限公司 开关电源电路及方法
CN113452269B (zh) * 2021-04-20 2022-07-26 成都芯源系统有限公司 开关电源电路及方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20200379496A1 (en) 2020-12-03
TW202046614A (zh) 2020-12-16
EP3745575A1 (en) 2020-12-02
CN110212741B (zh) 2020-12-11
TWI765245B (zh) 2022-05-21
US11226648B2 (en) 2022-01-18
EP3745575B1 (en) 2023-03-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110212741B (zh) 功率因数校正电路、控制方法和控制器
CN106849639B (zh) 功率因数校正电路、控制方法和控制器
CN110086336B (zh) 功率因数校正电路、控制方法和控制器
US10819224B2 (en) Power factor correction circuit, control method and controller
CN112350565B (zh) 基于单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统及其控制方法
US20240128860A1 (en) Apfc converter control method, apfc converter, and industrial power supply
Karaarslan et al. Analysis and comparison of current control methods on bridgeless converter to improve power quality
Li et al. A nonlinear control scheme based on input–output​ linearized method achieving PFC and robust constant voltage output for boost converters
Chandwani et al. Parasitic component small-signal modeling and control of a practical CLLC resonant converter
Rukonuzzaman et al. An advanced active power filter with adaptive neural network based harmonic detection scheme
Zhou et al. Predictive current controller and compensator-based discrete current controller for single-phase bridge inverters
Kim et al. Model-Based Dynamic Control of Two Degrees-Of-Freedom Modulation for Dual Active Half-Bridge Converter
CN114977747A (zh) 一种谐振滤波器、级联型变流器子模块测试电路及控制
Hang et al. Analysis of flux density bias and digital suppression strategy for single-stage power factor corrector converter
CN112152442A (zh) 具有dcm/ccm算法的功率因数校正器电路
CN110855166A (zh) Pwm整流器无差拍电流预测控制方法
Xu et al. Design of H∞ Robust Controller With Load-Current Feedforward for Dual-Active-Bridge DC-DC Converters Considering Parameters Uncertainty
Sirio Analysis of line current harmonics for single-phase PFC converters
CN117578899B (zh) 一种动态优化和虚拟电压矢量滑模预测控制方法和系统
Ivaldi et al. Flexible pfc control featuring adaptive gain, mode estimation, and dual feedforward compensation
Chatterjee Switching Sequence-and Switching Transition Control of Power Electronic Systems
Tan et al. Orthogonal Decomposition Based Digital Controller Design for Hybrid Converter
Ghaderi Space State Matrices Based Novel PI and Sliding Mode Controllers for Step-Up Converters in Renewable Energy Applications
CN118868633A (zh) 基于分数阶小相量模型的两相dab均流控制方法及系统
Ghosh Sliding Mode Control of Converters with an Independent Neutral Point

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant