CN110187174A - 快速定点频偏测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种快速定点频偏测量方法，其包括：对工频交流信号的频率进行采样，至少采集两个周期的工频交流信号的频率数据；对采集的前一周期的频率数据以及采集的后一周期的频率数据分别进行离散傅里叶变换，分别获得第一复数和第二复数；根据第一复数和第二复数的数据特性选出一组标识参数；根据第一复数和第一倒数标志获取第一复数的第一弧度值，并且根据第二复数和第二倒数标志获取第二复数的第二弧度值；根据标识参数的组内值查找系数映射表获取第一系数值、第二系数值以及第三系数值；根据本发明的算法计算工频交流信号的频偏。该快速定点频偏测量方法测量效率高、占用硬件资源少。

Description

快速定点频偏测量方法

技术领域

本发明是关于电力检测领域，特别是关于一种快速定点频偏测量方法。

背景技术

电力是社会公用的基础产业，是社会经济发展和人民生活不可缺少的重要能源，电力市场是牵涉千家万户生产生活的一个大市场，市场秩序的好坏直接关系到人民群众的切身利益。因此防窃电技术的研究非常有意义。

对于防窃电而言往往需要在不够完整或有限的数据条件下还原出真实的用电数据来。频率测量技术是电力系统工频交流信号中各种电参数测量的一项最为基础和重要技术。也就是说如若频率测量不准确，那么其它的电参数也就无法得以准确测量。交流测量中常见有功率、有效值、能量等检测与测量。有效值也叫方均根，“均”是平均的意思，平均的过程是一个基于时间的量值，反过来就是与频率相关的量，如果有效值的测量不是以频率的整数倍周期进行平均的话，那么这种有效值测量的准确性是要受到严重质疑的；同样交流电的功率一般均以平均功率的值来给予量值表示，而只有在过流、过压或短路的这种特定的场合才会用到峰值功率参数。对于防窃电而言需重点关注的是特定环境下计量技术而非保护类技术。

在对周期信号的频率测量中，常规的方法有过零法和DFT(离散傅里叶变换)法。过零法即是通过测量相邻过零点的时间t来计算出信号周期T；而DFT的方法则是针对AD采样的数据经DFT变换算出相邻两个或数个周波下某基准频率与被测信号中基波频率的频偏，然后自动调整DFT变换的点数，以达到精准锁频的目的。

发明人在实现本发明的过程中发现对于传统的过零检测技术来讲，它的抗干扰、抗谐波扰动的能力较差；尤其是在防窃电领域中，绝大多数情况下没有电压信号而只有电流信号，而此电流信号其实是所有终端用电设备电流的叠加。由于各终端设备工作方式的不同，会产生各种谐波，也就是说对于电流信号而言波形畸变率超出50％是极为普遍的一种现象，因此过零检测法也就完全失去了它的使用价值。另外一种使用DFT的方法来计算被测信号的周期，其常规的做法是采用浮点计算，大量的浮点运算和逻辑比较，以及角度修正，对于硬件资源要求较高，浮点计算效率低、大量的分段判断导致实时性较差。

公开于该背景技术部分的信息仅仅旨在增加对本发明的总体背景的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域一般技术人员所公知的现有技术。

发明内容

本发明的目的在于提供一种快速定点频偏测量方法，其测量效率高、占用硬件资源少。

为实现上述目的，本发明提供了一种快速定点频偏测量方法，其用于检测电力系统工频交流信号的频偏，该快速定点频偏测量方法包括：通过模数转换器对所述工频交流信号的频率进行采样，至少采集两个周期的所述工频交流信号的频率数据；对采集的前一周期的频率数据以及采集的后一周期的频率数据分别进行离散傅里叶变换，分别获得第一复数和第二复数；根据所述第一复数和所述第二复数的数据特性选出一组标识参数，该组标识参数中包括所述第一复数所在的第一象限值、所述第二复数所在的第二象限值、所述第一复数的第一倒数标志、所述第二复数的第二倒数标志；根据所述第一复数和第一倒数标志获取所述第一复数的第一弧度值，并且根据所述第二复数和第二倒数标志获取所述第二复数的第二弧度值；根据所述标识参数的组内值查找系数映射表获取第一系数值、第二系数值以及第三系数值；计算所述工频交流信号的频偏，其中，频偏算法为频偏Δf＝((C₀+C₁α₂+C₂α₁)·P_r·f_{ref_N})＞＞D_N，其中，C₀为所述第一系数值，C₁为所述第二系数值，C₂为所述第三系数值，α₁为所述第一弧度值，α₂为所述第二弧度值，P_r为一个与π值成反比例的常数被表示为2ⁿ/π，f_{ref_N}是单周期的基准频率，f_{ref_N}＝f_s·2ⁿ/N，其基准频率通过单周期采样点数N得到，其中，f_s为采样频率，N为单周期的采样点数，D_N为运算精度缩放因子。

在本发明的一实施方式中，所述系数映射表为：

其中，所述第一系数值C₀取值范围为±2C、±C或0值，所述第二系数值C₁取值范围为±1，所述第三系数值为C₂取值范围为±1，其中，C为一个与π值成正比的常数，表示为2ⁿ×π。

在本发明的一实施方式中，所述基准频率为定点数格式。

与现有技术相比，根据本发明的快速定点频偏测量方法，充分利用了数据结构与定点运算相结合的方法，对采集到的连续两个周波数据经过处理后得到的复数，进行倒数关系和象限关系运算，从而建立了一个多维标识参数数组，根据数组查找到频偏计算式的相关系数，代入频偏计算式算出频偏，本发明的频偏计算式运算简单，无需进行除法运算，因为测量过程比较短、效率非常高且占用硬件资源少，另外还通过查表策略降低了现有技术中由于大段分段判断流程在程序设计中对运行时间的不确定性，实时性较好，防窃电效果更好。

附图说明

图1是根据本发明一实施方式的快速定点频偏测量方法的步骤组成；

图2是根据本发明一实施方式的ADC采样数据以及时域波形。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的具体实施方式进行详细描述，但应当理解本发明的保护范围并不受具体实施方式的限制。

除非另有其它明确表示，否则在整个说明书和权利要求书中，术语“包括”或其变换如“包含”或“包括有”等等将被理解为包括所陈述的元件或组成部分，而并未排除其它元件或其它组成部分。

为了克服DFT测量频率方法中，浮点计算效率低、大量的分段判断导致实时性差等问题，本发明提出了一种基于查表的快速定点频偏求值算法，首先利用了数据结构与定点运算相结合的方法，对采集的连续两个周波数据经过处理后得到的复数，进行倒数关系和象限关系运算，然后通过查表获得频偏计算公式的系数，最终计算出频偏。

在一实施方式中，该快速定点频偏测量方法包括：步骤S1～步骤S5。

在步骤S1中通过模数转换器对所述工频交流信号的频率进行采样，至少采集两个周期的所述工频交流信号的频率数据。

在步骤S2中对采集的前一周期的频率数据以及采集的后一周期的频率数据分别进行离散傅里叶变换，分别获得第一复数和第二复数。

在步骤S3中根据所述第一复数和所述第二复数的数据特性选出一组标识参数，该组标识参数中包括所述第一复数所在的第一象限值、所述第二复数所在的第二象限值、所述第一复数的第一倒数标志、所述第二复数的第二倒数标志；

在步骤S4中根据所述第一复数和第一倒数标志获取所述第一复数的第一弧度值，并且根据所述第二复数和第二倒数标志获取所述第二复数的第二弧度值。具体地，第一倒数标志和第二倒数标志分别表示计算α₁和α₂时是否取倒数，在一实施方式中，“1”表示取倒数，“0”表示不取倒数。当倒数标志为1时，说明α₁或α₂的角度是相对于直角坐标系y轴的最小值；反之算出的α₁或α₂的角度是相对于x轴的最小值。

在步骤S5中根据所述标识参数的组内值查找系数映射表(表1所示)获取第一系数值、第二系数值以及第三系数值。

表1系数映射表

其中，所述第一系数值C₀取值范围为±2C、±C或0值，所述第二系数值C₁取值范围为±1，所述第三系数值为C₂取值范围为±1，其中，C为一个与π值成正比的常数，表示为2ⁿ×π，其中，π为实数，为确保运算精度，它被扩大了2ⁿ倍，这样可以运用定点算法原理，提高执行效率。

在步骤S6中计算所述工频交流信号的频偏。具体而言，频偏算法为频偏Δf＝((C₀+C₁α₂+C₂α₁)·P_r·f_{ref_N})＞＞D_N，其中，C₀为所述第一系数值，C₁为所述第二系数值，C₂为所述第三系数值，α₁为所述第一弧度值，α₂为所述第二弧度值，P_r为一个与π值成反比例的常数，表示为2ⁿ/π。这么设置的目的是在计算中只采用乘法，因为对于大多数廉价的处理器来说，乘法比除法操作更快些，也可以节约硬件资源。f_{ref_N}是单周期的基准频率，具体地，f_{ref_N}为定点数格式，f_{ref_N}＝f_s·2ⁿ/N，基准频率f_{ref_N}通过单周期采样点数N得到，其中，f_s为采样频率(Hz)，N为单周期的采样点数，D_N为运算精度缩放因子。

为了更加理解上述方法，举以下例子在进行说明。

如图2所示为ADC采样数据以及时域波形(波形图中横轴为时间，单位为s，纵轴为采样频率的整数量化数值)，采样数据具体如下：1273，1414，1559，1690，1789，1835，1823，1758，1659，1550，1459，1403，1384，1389，1393，1361，1265，1091，839，541，236，-25，-201，-264，-208，-55，152，361，521，592，558，423，213，-39，-298，-531，-725，-883，-1017，-1142，-1273，-1414，-1559，-1690，-1789，-1835，-1823，-1758，-1659，-1550，-1459，-1403，-1384，-1389，-1393，-1361，-1265，-1091，-839，-541，-236，25，201，264，208，55，-152，-361，-521，-592，-558，-423，-213，39，298，531，725，883，1017，1142，1273，1414，1559，1690，1789，1835，1823，1758，1659，1550，1459，1403，1384，1389，1393，1361，1265，1091，839，541，236，-25，-201，-264，-208，-55，152，361，521，592，558，423，213，-39，-298，-531，-725，-883，-1017，-1142，-1273，-1414，-1559，-1690，-1789，-1835，-1823，-1758，-1659，-1550，-1459，-1403，-1384，-1389，-1393，-1361，-1265，-1091，-839，-541，-236，25。

其中，ADC的采样频率是3200Hz，因此对应于50Hz的工频信号来说，其每个周期的采样点数就是3200/50＝64；上述序列数据的长度是142点，也就是说它的长度相当于是工频50Hz周期的142/64＝2.21875(该值的大小与系统需要处理的最低频率参数相关。

然后通过对上述数据施以一个64点的DFT变换后，可得结果第一复数z1＝786-j2832，第二复数z2＝-1898-j1750，其中，前一个复数值是前64点的DFT变换结果，而后一个复数值是后64点的DFT变换结果。

然后根据复数z1和z2数据特性而算出一组标识参数(1，0，3，2)，并通过(1，0，3，2)标识参数查表1得到的对应的频偏计算式((-C+α₂-α₁)·P_r·f_{ref_N})＞＞D_N，此处n取了10，Pr＝2^10/3.1415926＝326，f_{ref_64}＝50*2⁸＝12800，D_N＝24。查表得到的参数是：C₀＝-C＝3.1415926*2¹²＝-12868，C₁＝1，C₂＝-1。

再根据z1和z2以及第一倒数值1，第二倒数值0，计算出弧度值α₁＝2219，α₂＝6104。

然后各个参数代入上述频偏计算式可得：

还需要进一步说明的是这里算出的频偏是一个负的值表示被测频率低于基准频率。在本例中，Δf为Q8格式，因此该2234输出值相当于是2234/256＝-8.7266Hz(实际的频偏)。

容易理解实际频偏越大，测得的频偏误差会变大，这也正是锁相环的作用之所在。如果环路执行时间很短，则可以为环路的再一次闭环调节提供更大的回调空间。

综上，根据上述实施方式的快速定点频偏测量方法，充分利用了数据结构与定点运算相结合的方法，对采集到的连续两个周波数据经过处理后得到的复数，进行倒数关系和象限关系运算，从而建立了一个多维标识参数数组，根据数组查找到频偏计算式的相关系数，代入频偏计算式算出频偏，本发明的频偏计算式运算简单，无需进行除法运算，因为测量过程比较短、效率非常高且占用硬件资源少，另外还通过查表策略降低了现有技术中由于大段分段判断流程在程序设计中对运行时间的不确定性，实时性较好，防窃电效果更好。

为了验证本实施方式的效果，现通过与传统DFT求频偏算法进行实例比测，来验证本方法的优势程度，下面实例中α₂和α₁采用定点Q0.13格式，其值相当于实际的弧度数乘以2¹³(分辨率达1/8192)。

实际对比测试平台环境的硬件环境为STM32F103RET6，电源DC3.3V，系统时钟72Mhz；其软件环境为mdkv5.18a，优化级别－03，－Otimer，C99标准。

具体实测数据如下：传统算法代码编译输出结果为Code＝15288，RO-data＝2080，RW-data＝180，ZI-data＝22524。本算法代码编译输出结果为Code＝13980，RO-data＝2436，RW-data＝168，ZI-data＝22528，本算法中编译器平台基础代码编译输出结果为Code＝13776，RO-data＝2024，RW-data＝156，ZI-data＝22524。其中，code为Flash(非易失存储器)里面的指令大小；ro-data为Flash里面的数据表大小；rw-data为RAM(随机存储器)区中已初始化变量的数量大小；ZI-data为RAM区中未初始化变量的数量大小。

另外，传统算法代码编译输出结果所执行的时间通过示波器现场检测为39.4us，本算法代码编译输出结果所执行的时间通过示波器现场检测为1.84us。

对上述的实测数据进行同类型比较，具体结果如表2和表3所示。

表2.算法占用硬件资源比较表

表3.算法综合比较表

算法分类	执行时间(uS)	code区(Bytes)	RAM区(Bytes)
				传统算法	39.4	1508	24
本算法	1.84	616	16
				本算法/传统	4.67％	40.85％	66.67％
传统算法/本算法	21.41	2.45	1.50

通过以上实例验证与传统DFT计算方法相比，代码相对缩减了59.15％，运行时间节省了95.33％(或时间上相对节省了21.41倍)，RAM的使用上节省了1/3，充分体现了本方法执行效率高、运行时间短、占用硬件资源小的优势。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

前述对本发明的具体示例性实施方案的描述是为了说明和例证的目的。这些描述并非想将本发明限定为所公开的精确形式，并且很显然，根据上述教导，可以进行很多改变和变化。对示例性实施例进行选择和描述的目的在于解释本发明的特定原理及其实际应用，从而使得本领域的技术人员能够实现并利用本发明的各种不同的示例性实施方案以及各种不同的选择和改变。本发明的范围意在由权利要求书及其等同形式所限定。

Claims (3)

1.一种快速定点频偏测量方法，其用于检测电力系统工频交流信号的频偏，其特征在于，该快速定点频偏测量方法包括：

通过模数转换器对所述工频交流信号的频率进行采样，至少采集两个周期的所述工频交流信号的频率数据；

对采集的前一周期的频率数据以及采集的后一周期的频率数据分别进行离散傅里叶变换，分别获得第一复数和第二复数；

根据所述第一复数和所述第二复数的数据特性选出一组标识参数，该组标识参数中包括所述第一复数所在的第一象限值、所述第二复数所在的第二象限值、所述第一复数的第一倒数标志、所述第二复数的第二倒数标志；

根据所述第一复数和第一倒数标志获取所述第一复数的第一弧度值，并且根据所述第二复数和第二倒数标志获取所述第二复数的第二弧度值；

根据所述标识参数的组内值查找系数映射表获取第一系数值、第二系数值以及第三系数值；以及

计算所述工频交流信号的频偏，其中，频偏算法为频偏Δf＝((C₀+C₁α₂+C₂α₁)·P_r·f_{ref_N})＞＞D_N，其中，C₀为所述第一系数值，C₁为所述第二系数值，C₂为所述第三系数值，α₁为所述第一弧度值，α₂为所述第二弧度值，P_r为一个与π值成反比例的常数被表示为2ⁿ/π，f_{ref_N}是单周期的基准频率，f_{ref_N}＝f_s·2ⁿ/N，其基准频率通过单周期采样点数N得到，其中，f_s为采样频率，N为单周期的采样点数，D_N为运算精度缩放因子。

2.如权利要求1所述的快速定点频偏测量方法，其特征在于，所述系数映射表为：

其中，所述第一系数值C₀取值范围为±2C、±C或0值，所述第二系数值C₁取值范围为±1，所述第三系数值为C₂取值范围为±1，其中，C为一个与π值成正比的常数，表示为2ⁿ×π。

3.如权利要求1所述的快速定点频偏测量方法，其特征在于，所述基准频率为定点数格式。