CN110120748A - 双向的反激转换器电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双向反激转换器电路，其包括具有电感耦合的初级绕组和次级绕组的变压器以及初级侧开关元件和次级侧开关元件。在此，初级绕组与反激转换器电路的电压输入端连接，并且次级绕组与反激转换器电路的电压输出端连接。初级侧开关元件与初级绕组串联布置。次级侧开关元件与次级绕组串联布置。此外，反激转换器电路具有充电电容器，其借助第一接头与初级侧和次级侧的共同电位连接。充电电容器借助第二接头通过第一二极管与初级侧开关元件和初级绕组的共同电位连接并且通过第二二极管与次级侧开关元件和次级绕组的共同电位连接。此外，在输入侧或在输出侧布置有降压斩波器，通过其，在充电电容器上存在的电压可调节到可预给定的值上。

Description

双向的反激转换器电路

技术领域

本发明一般性地涉及电子技术领域，尤其功率电子器件以及功率电子电路的领域。特殊地，本发明涉及双向的反激转换器电路，所述反激转换器电路包括具有电感式耦合的初级绕组和次级绕组的变压器以及包括初级侧的开关元件以及次级侧的开关元件。在此，初级绕组与反激转换器电路的电压输入端连接，并且初级侧的开关元件与初级绕组串联地布置。次级绕组与反激转换器电路的电压输出端连接，并且次级侧的开关元件与次级绕组串联地布置。

背景技术

所谓的反激转换器——其也称作Flyback-Konverter——是开关电源的一种变型，借助所述开关电源，电负载可以连接到电网上或电流源上。尤其是，反激转换器用于在大多电分离的直流电压的电压输入端或初级侧与电压输出端或次级侧之间传输电能量。为此，在流动阶段期间，通过流过变压器的初级绕组的电流存储磁能量，所述磁能量在截止阶段期间必要时在整流和平滑之后被输出给在次级侧连接的负载。为了从流动阶段转换到截止阶段或者从截止阶段转换到流动阶段，由控制装置例如负载相关地切换开关元件，所述开关元件与变压器的初级绕组串联地布置。

反激转换器的一种特殊的构型是所谓的双向的反激转换器或所谓的双向的反激转换器电路，如例如由文献WO 2003/003552 A2和WO 2004/030193 Al已知的那样。在所述构型中，反激转换器的次级侧的二极管通常通过次级侧的开关元件来取代，所述次级侧的开关元件与变压器的次级绕组串联地布置。以此方式，次级侧由初级侧相对于变压器镜像反转的布置构成。

通过开关这两个开关元件（初级侧或次级侧）之一，确定能量流的方向，其中，该功能相应于反激转换器的功能。也即，开关初级侧的开关元件，因此，能量从双向的反激转换器电路的电压输入端或输入侧传输至双向的反激转换器电路的电压输出端或输出侧。次级侧的开关元件在此种情况下作为二极管工作。如果开关次级侧的开关元件，则能量流反转，也即从电压输出端至电压输入端，并且初级侧的开关元件作为二极管工作。

但是，在反激转换器、如双向的反激转换器中，在引入能量的开关元件的切断过程期间在分别刚刚切断的开关元件上出现相对高的电压负荷。也即，关断开关元件，使得由于变压器的漏电感的退磁而在该开关元件上出现过电压或电压尖峰。所述过电压或电压尖峰可能限制分别刚刚切断的开关元件的功能能力或者导致开关元件和反激转换器电路的损坏。

为了防止通过在切断时在相应的开关元件上和/或在反激转换器电路上的过电压和电压尖峰引起的相应的损坏，例如可以使用金属氧化物半导体场效应晶体管或MOSFET作为开关元件，所述开关元件具有明显更高的反向电压或高的耐压强度，使得所出现的过电压没有危害。但是，这些MOSFET也具有更高的导通电阻并且因此更高的损耗。除了基于具有更高的反向电压或耐压强度的MOSFET的能量损耗（例如废热）引起的更高的成本和差的效率之外，应用这样的MOSFET作为开关元件也具有以下缺点：例如必须设置直插装配的MOSFET——也即所谓的通孔技术或THT-MOSFET以及附加的冷却体，或者在使用表面装配的MOSFET或Surface-mounted-device-（SMD）-MOSFET的情况下，例如必须将所述MOSFET装配在附加的印刷电路板面上。

替代地或与功率MOSFET作为开关元件的应用组合地，可以为了限制通过变压器的漏电感产生的过电压或电压尖峰，例如对于双向的反激转换器的每个开关元件设置所谓的缓冲器网络。相应的缓冲器网络可以例如与相应的开关元件平行地布置。在切断相应的开关元件的情况下，将来自变压器的漏电感的过剩的能量引导到缓冲器网络中并且在开关周期的过程中减少，其中，通常将一定的能量量转化成热。在最简单的情况下，例如可以使用电容器或齐纳二极管作为缓冲器网络。更复杂的缓冲器网络例如由电容器和电阻（RC元件）或者由电容器、电阻和二极管（RCD元件）组成。但是，除了电路的复杂设计之外，对于各个开关元件使用缓冲器网络导致高的能量损耗并且因此导致双向的反激转换器的差的效率或低的效率。

由文献KR 101043402例如已知一种双向的反激转换器，其中，借助所谓的有源的箝位电路来减小开关元件的通过开关过程、尤其在切断时引起的负荷。但是，这样的电路具有以下缺点：尤其在负载跳跃时，可能发生通过由双向的反激转换器的变压器和有源的箝位电路的电容器构成的振荡回路引起的所不期望的振荡。这导致相应的开关元件的占空比中的限制。

为了减小由开关元件的缓冲器网络引起的损耗或者提高双向的反激转换器的效率，可以例如对于每个所使用的缓冲器网络设置一个自身的降压斩波器，降压变换器或降压转换器（Buck-Konverter），以便使泄漏能量例如在双向的反激转换器的输入侧与输出侧可用。但是，这具有以下缺点：对于具有缓冲器网络的每个开关元件必须设置一个降压斩波器，由此，电路在结构和实现方面变得昂贵的、相对复杂和成本密集的。

发明内容

因此，本发明基于以下任务，说明一种双向的反激转换器电路，其中，可以以简单和成本适宜的方式限制开关元件上的通过漏电感决定的过电压或电压负荷并且改进电路的效率。

所述任务通过一开始提到的类型的具有根据独立权利要求的特征的双向的反激转换器电路来解决。本发明的有利的实施方式在从属权利要求中描述。

根据本发明，所述任务的解决方案通过一种双向的反激转换器电路来实现，所述反激转换器电路包括具有电感式耦合的初级绕组和次级绕组的变压器，其中，所述初级绕组与所述双向的反激转换器电路的电压输入端连接，并且，所述次级绕组与所述双向的反激转换器电路的电压输出端连接。此外，所述双向的反激转换器电路具有初级侧的开关元件和次级侧的开关元件，所述初级侧的开关元件与初级绕组串联地布置，所述次级侧的开关元件与次级绕组串联地布置。此外，设有充电电容器以及降压斩波器。在此，所述充电电容器通过第一接头与双向的反激转换器电路的初级侧和次级侧的共同电位连接。通过第二接头，充电电容器通过第一二极管与初级侧的开关元件和初级绕组的共同电位连接并且通过第二二极管与次级绕组和次级侧的开关元件的共同电位连接。借助要么布置在输入侧要么布置在输出侧的降压斩波器，在充电电容器上存在的电压可调节到可预给定的值上。

根据本发明提出的解决方案的主要方面在于，由充电电容器和第一二极管以及第二二极管构成缓冲器网络，所述缓冲器网络不仅对于双向的反激转换器电路的从电压输入端到电压输出端的能量流而且对于双向的反激转换器电路的从电压输出端到电压输入端的能量流可用于限制在分别开关的开关元件上的电压负荷。布置在输入侧或输出侧的降压斩波器同样可用于双向的反激转换器电路的两个能量流方向，以便使充电电容器放电或将在充电电容器上存在的电压调节到预给定的值上。也即，不仅缓冲器网络或充电电容器而且降压斩波器不仅可以用于初级侧的开关元件而且可以用于次级侧的开关元件。

根据本发明的双向的反激转换器电路因此是用于限制开关元件上的电压负荷或通过变压器的漏电感决定的过电压的成本适宜且简单的反激转换器实现。以简单的方式通过布置在输入侧或输出侧的降压斩波器的应用来减小通过该限制引起的能量损耗，并且因此提高总电路的或双向的反激转换器电路的效率。通过布置在输入侧或输出侧的降压斩波器可以非常简单地例如通过在双向的反激转换器电路的电压输入侧上或电压输出侧上的反馈来再次使用在双向的反激转换器电路的两个开关元件中的一个开关元件切断时的泄漏能量。此外，可以使用具有更小的反向电压的成本适宜的开关元件以及省去昂贵的冷却措施。

本发明的一种符合目的的扩展方案规定，在充电电容器上存在的电压的可预给定的值可以以与所述双向的反激转换器电路的最大的输入电压和最大的输出电压中的分别较大的电压值的预给定的比例关系来确定。也即，当双向的反激转换器电路的最大的输入电压大于双向的反激转换器电路的最大的输出电压时，在充电电容器上存在的电压的可预给定的值以与双向的反激转换器电路的最大的输入电压预给定的比例关系来确定。在大于双向的反激转换器电路的最大的输入电压的最大的输出电压的情况下，理想地，将所述最大的输出电压考虑用于确定在充电电容器上存在的电压的可预给定的值。

理想地，在充电电容器上存在的电压的可预给定的值具有双向的反激转换器电路的最大的输入电压和最大的输出电压中的分别较大的电压值的至少两倍值。由此，理想地不阻止在开关元件上的在运行方面必要的电压过高，所述电压过高基于通过变压器的耦合而出现。

此外有利的是，所述初级侧的开关元件如所述次级侧的开关元件那样作为金属氧化物半导体场效应晶体管或MOSFET来实施。理想地，可以使用具有小的接通电阻的MOSFET（例如具有低于200V的漏极电压的MOSFET）。所使用的开关元件或MOSFET的尺寸确定例如由充电电容器的和输入侧的或输出侧的降压斩波器的尺寸确定导出，其中，充电电容器的和降压斩波器的尺寸确定取决于双向的反激转换器电路的最大的输入电压和最大的输出电压中的分别较大的电压值。

根据本发明的反激转换器电路的一种符合目的的设计规定，布置在输入侧或输出侧的降压斩波器包括至少一个电感、第三二极管以及开关元件。布置在输入侧或输出侧的降压斩波器以有利的方式具有作为调节器（例如两点调节器、比例调节器、积分调节器、差分调节器或这些调节器的组合）的作用，通过所述降压斩波器，将在充电电容器上存在的电压调节到可预给定的值上。只要在充电电容器上存在的电压还没有达到可预给定的值（例如在双向的反激转换器电路的两个开关元件中的一个开关元件的初始切断的情况下），关断降压斩波器的开关元件或不对其进行时钟激励。当在充电电容器上存在的电压达到或超出可预给定的值时，才一直对降压斩波器的开关元件进行时钟激励，直至在充电电容器上存在的电压又低于或达到可预给定的值。在此，例如将在充电电容器中存储的泄漏能量——视降压斩波器的布置而定——反馈到双向的反激转换器电路的电压输入端上或电压输出端上并且可以在那里相应地利用所述泄漏能量。

所述降压斩波器的开关元件在此可以理想地作为金属氧化物半导体场效应晶体管或MOSFET或者作为双极型晶体管或者作为集成组件来实施并且借助相应的控制装置来控制。MOSFET属于具有绝缘栅的场效应晶体管，在所述具有绝缘栅的场效应晶体管的情况下，通过控制电压（栅极/源极电压）进行控制。在使用MOSFET作为降压斩波器的开关元件的情况下，可以应用所谓的N-沟道-MOSFET（增强型）或者所谓的P-沟道-MOSFET（耗尽型）。MOSFET的应用是降压斩波器的开关元件的一种简单的和成本适宜的实现，其中，MOSFET可以具有相对高的开关速度。

替代地，对于降压斩波器的开关元件可以使用双极型晶体管。双极型晶体管是以下晶体管类型：在所述晶体管类型的情况下，两种载流子类型（也即带负电的电子和带正电的电子空穴）有助于通过晶体管的电流传输。双极型晶体管的控制借助电流来进行。作为降压斩波器中的开关元件可以要么应用所谓的NPN-晶体管要么应用所谓的PNP-晶体管，其中，NPN或PNP说明相应的晶体管的层的顺序和掺杂类型。

替代地可能也有利的是，降压斩波器的开关元件借助集成器件来实现。在此，可以在集成器件中集成调节、驱动器功能和开关元件功能并且不必实现附加的控制，如在使用MOSFET或双极型晶体管作为降压斩波器中的开关元件的情况下那样。

有利的是，双向的反激转换器的初级侧的开关元件以及次级侧的开关元件以及所述降压斩波器的开关元件作为基于氮化镓的半导体开关来实施。基于氮化镓的半导体开关尤其允许更高的开关频率并且可以在应用在开关电源、诸如反激转换器的情况下相比例如通常使用的基于硅的开关元件实现更高的或更好的效率。

双向的反激转换器的一种符合目的的实施方式规定，在布置在输入侧或输出侧的降压斩波器上下降的剩余能量可以被馈入到不同于所述反激转换器的输入电压或输出电压的电压中。也即，在输入侧的或输出侧的降压斩波器上通过将在充电电容器上存在的电压调节到可预给定的值上而下降的剩余能量理想地不被用于，例如减小反激转换器的输入电压或输出电压，而是例如馈给相对初级侧和次级侧的共同电位（例如接地电位）构建的辅助供电。该辅助供电然后例如可以被用于控制电子器件、显示器等等的电压供给。

附图说明

下面以示例性的方式根据附图阐述本发明。在此：

图1示出根据本发明的双向的反激转换器电路的一种示意性和示例性的实施方式；

图2示意性地和示例性地示出根据本发明的双向的反激转换器电路的一种替代的实施方式。

具体实施方式

图1示意性地和示例性地示出根据本发明的双向的反激转换器电路的一种实施方式。双向的反激转换器电路具有变压器，所述变压器具有初级绕组W1和次级绕组W2，所述初级绕组和次级绕组电感式地耦合以及反向相同地缠绕。初级绕组W1在此与初级侧的开关元件SE1串联地连接到具有输入电压Ul的电压输入端上，其中，输入电压Ul例如可以位于30至60V的范围中。次级绕组W2与次级侧的开关元件SE2以及与具有输出电压U2的电压输出端串联地布置。对于初级侧的开关元件SE1和次级侧的开关元件SE2例如使用MOSFET。此外，初级侧和次级侧或电压输入端和电压输出端具有共同电位M、诸如接地电位。

在双向的反激转换器电路中的能量流或功率流的方向通过分别接通的开关元件SE1、SE2来预给定。分别未接通的开关元件SE1、SE2于是作为二极管工作。也即，例如接通初级侧的开关元件SE1，使得由双向的反激转换器从电压输入端向电压输出端传输能量或功率。次级侧的开关元件SE2作为二极管工作。与电压输出端并联连接的输出端电容器C2例如用于平滑所传输的能量或功率。相反，如果例如接通次级侧的开关元件SE2，则将能量或功率从双向的反激转换器电路的电压输出端传输到电压输入端并且初级侧的开关元件SE1作为二极管工作。在电压输入端上可以设置输入电容器CI，以便对从电压输出端传输的能量或功率进行平滑。

此外，在根据本发明的双向的反激转换器电路中设有充电电容器C3。充电电容器C3借助第一接头Al与初级侧和次级侧的或电压输入端和电压输出端的共同电位M连接。通过第二接头A2，充电电容器C3通过第一二极管Dl与初级侧的开关元件SE1和初级绕组的共同电位连接并且通过第二二极管D2与次级侧的开关元件SE2和次级绕组的共同电位连接。

此外，在输入侧设有降压斩波器TS。降压斩波器TS包括至少一个电感L、第三二极管D3和开关元件SE3。通过开关元件SE3，降压斩波器TS与充电电容器C3的第二接头A2或与在充电电容器C3上存在的电压U3连接。降压斩波器TS的开关元件SE3例如可以作为MOSFET（例如N-沟道-MOSFE或P-沟道-MOSFET）或作为双极型晶体管（例如NPN-晶体管或PNP-晶体管）来实施，其中，可以对于分别使用的开关元件类型或晶体管类型设置相应的控制。替代地，也可以使用集成器件作为降压斩波器TS的开关元件SE3，该集成器件已经包括相应的调节以及相应的驱动器功能和开关元件功能。

通过降压斩波器TS，在充电电容器C3上存在的电压U3可调节到可预给定的值上。该可预给定的值可以以与双向的反激转换器电路的最大的输入电压Ul和最大的输出电压U2中的分别较大的电压值的预给定的比例关系来调节。在充电电容器C3上存在的电压U3的可预给定的值在此可以被调节到双向的反激转换器电路的最大的输入电压Ul和最大的输出电压U2中的分别较大的电压值的至少两倍值上。

在从初级侧到次级侧上的能量流或功率流的情况下——也即在接通的初级侧的开关元件SE1的情况下，在切断初级侧的开关元件SE1时，在变压器的漏电感中存储的能量通过第一二极管Dl被加载到充电电容器C3中。在此，在一些时钟周期之后，充电电容器C3被充电到在充电电容器C3上存在的电压U3的可预给定的值上。如果达到或超出电压U3的该可预给定的值，则布置在输入侧的降压斩波器TS的开关元件SE3开始接通。在充电电容器C3中存储的能量由此通过布置在输入侧的降压斩波器TS被反馈到双向的反激转换器电路的中间电路中或反馈到双向的反激转换器电路的电压输入端。在那里，可以利用该能量来例如减小双向的反激转换器的由输入电压Ul提供的输入功率或者例如馈给相对初级侧和次级侧的共同电位M构建的辅助供电。一直接通开关元件SE3，直至不再达到或不再超出在充电电容器C3上存在的电压的可预给定的值。也即，降压斩波器TS作为调节器（例如比例调节器）工作，以便将在充电电容器C3上存在的电压保持在可预给定的值上。

在双向的反激转换器电路的从次级侧到初级侧的能量流或功率流的情况下——也即在接通的次级侧的开关元件SE2的情况下，在切断次级侧的开关元件SE2时，在变压器的漏电感中存储的能量通过第二二极管D2被加载到充电电容器C3中。如果在充电电容器C3上存在的电压U3在一些时钟周期之后达到或超出可预给定的值，则布置在输入侧的降压斩波器TS的开关元件SE3又开始接通，直至不再达到或不再超出在充电电容器C3上存在的电压的可预给定的值。所存储的能量在这种情况下也通过布置在输入侧的降压斩波器TS被反馈到中间电路中或反馈到电压输入端例如用于进一步的利用，所述降压斩波器又作为调节器（例如作为比例调节器）工作并且将在充电电容器C3上的电压调节到可预给定的值上。

替代地，降压斩波器TS在双向的反激转换器电路中也可以布置在输出侧。根据本发明的反激转换器电路的这样的实施方式示意性地和示例性地在图2中示出。根据图2的双向的反激转换器电路在此在很大程度上相应于在图1中示出的反激转换器电路，但是具有布置在输出侧的降压斩波器TS。降压斩波器TS在此同样至少包括电感L、第三二极管D3和开关元件SE3，通过该开关元件，存在至充电电容器C3的第二接头A2或至在充电电容器C3上存在的电压U3的连接。在切断双向的反激转换器电路的分别接通的开关元件SE1、SE2的情况下，在变压器的漏电感中存储的能量又通过第一二极管或第二二极管Dl、D2加载到充电电容器C3中，直至在充电电容器C3上存在的电压U3已经达到或超出可预给定的值。然后，布置在输出侧的降压斩波器TS的开关元件SE3开始接通，直至不再达到或不再超出在充电电容器C3上存在的电压的可预给定的值。但是，在降压斩波器TS的在输出侧布置的情况下，在漏电感中存储的能量通过降压斩波器TS沿着电压输出端的方向被反馈到中间电路中或被反馈至电压输出端，以便在那里被利用（例如用于辅助供电，等等）。

Claims (10)

1.一种双向的反激转换器电路，所述反激转换器电路包括具有电感式耦合的初级绕组和次级绕组（Wl，W2）的变压器以及包括初级侧的开关元件（SE1）和次级侧的开关元件（SE2），其中，所述初级绕组（Wl）与所述反激转换器电路的电压输入端连接并且所述次级绕组（W2）与所述反激转换器电路的电压输出端连接，所述初级侧的开关元件与所述初级绕组（Wl）串联地布置，所述次级侧的开关元件与所述次级绕组（W2）串联地布置，

其特征在于，设有充电电容器（C3），所述充电电容器借助第一接头（Al）与初级侧和次级侧的共同电位（M）连接，并且所述充电电容器借助第二接头（A2）通过第一二极管（Dl）与初级侧的开关元件（SE1）和初级绕组（Wl）的共同电位连接并且通过第二二极管（D2）与次级侧的开关元件（SE2）和次级绕组（W2）的共同电位连接，并且，借助布置在输入侧或输出侧的降压斩波器（TS）能够将在充电电容器（C3）上存在的电压（U3）调节到可预给定的值上。

2.根据权利要求1所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，在充电电容器（C3）上存在的电压（U3）的可预给定的值能够以与所述反激转换器电路的最大的输入电压（Ul）和最大的输出电压（U2）中的分别较大的电压值的预给定的比例关系来确定。

3.根据权利要求2所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，在充电电容器（C3）上存在的电压（U3）的可预给定的值具有在所述反激转换器电路的最大的输入电压（Ul）和最大的输出电压（U2）中的分别较大的电压值的至少两倍值。

4.根据以上权利要求中任一项所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，所述初级侧的开关元件（SE1）如所述次级侧的开关元件（SE2）那样作为金属氧化物半导体场效应晶体管或MOSFET来实施。

5.根据以上权利要求中任一项所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，布置在输入侧或输出侧的降压斩波器（TS）包括至少一个电感（L）、第三二极管（D3）以及开关元件（SE3）。

6.根据权利要求5所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，所述降压斩波器（TS）的开关元件（SE3）作为金属氧化物半导体场效应晶体管或MOSFET来实施。

7.根据权利要求5所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，所述降压斩波器（TS）的开关元件（SE3）作为双极型晶体管来实施。

8.根据权利要求5所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，所述降压斩波器（TS）的开关元件（SE3）作为集成器件来实施，所述集成器件包括调节、驱动器功能和开关元件功能。

9.根据权利要求5所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，初级侧的开关元件以及次级侧的开关元件（SE1，SE2）以及所述降压斩波器的开关元件（SE3）作为基于氮化镓的半导体开关来实施。

10.根据以上权利要求中任一项所述的双向的反激转换器电路，其特征在于，在布置在输入侧或输出侧的降压斩波器上下降的剩余能量能够被馈入到不同于所述反激转换器的输入电压（Ul）或输出电压（U2）的电压中。