CN105375800A - 一种微型逆变器的拓扑电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种微型逆变器的拓扑电路，在反激式逆变器的基础上提出一种改进的解耦方案。一个双向DC/DC变换器和解耦电容组成的解耦电路负责抑制二次功率扰动变换器并联在反激逆变器直流侧上。根据光伏电池输入功率和逆变器输出功率，解耦电路有两种工作模式，显著地减小解耦电容的体积和容量，提高微型逆变器的可靠性。

Description

一种微型逆变器的拓扑电路

技术领域

本发明涉及光伏逆变器的拓扑电路，具体的涉及一种并网微型光伏逆变器的解耦拓扑电路。

背景技术

光伏并网发电系统主要由光伏组件、直流转交流的光伏逆变器以及其控制器组成。光伏电池组将将吸收到的太阳能转化为可利用的电能，通过光伏逆变器，将光伏电池输出的直流电转化为与电网电压幅值、相位、频率均相等的交流电。控制器负责实现对光伏电池的最大功率跟踪控制以及变换器的控制。作为光伏电池和网侧间进行能量变换的光伏逆变器，在发电系统有着举足轻重的地位，其安全性、可靠性、转换效率、制造成本等因素对整个系统的可靠性及变换效率影响很大，是光伏发电系统的核心单元。

目前逆变器是光伏并网发电系统中的薄弱环节，其工作寿命通常为5到10年，而太阳能电池板通常能正常使用25年。当逆变器出现故障，在维护或更换器件，无疑将浪费掉这段时间内太阳电池板所产生的能量。通过为每个太阳能电池板安装一个微型逆变器，来减小面板损坏和逆变器故障对系统的影响。从短时间内来看，这种方案会增加成本。然而，如果将时间考虑到25年，甚至更长，高可靠性的微型逆变器与集中式逆变器相比，将会拥有更低的发电成本。另外，随着微型逆变器的大规模生产以及制造技术的进步，其成本会越来越低。反激式(Flyback)逆变器电路因其拓扑电路简单，能够实现变压器两侧电气隔离等，适合作为小功率的光伏并网逆变器。然而，微型逆变器面临着挑战：

1.功率密度问题：微型逆变器要求具有高的功率密度，还要求整体电路体积小。

2.高转换效率：由于目前光伏电池能量转化效率不高，因此光伏并网设备的效率每提高1％都能够带来巨大的经济价值。

3.高可靠性：光伏电池的寿命达20年以上，微型逆变器寿命设计指标须与光伏电池相当才能体现出微逆的优势，单块光伏电池输出电压通常为23V～45V，输出功率范围在几十瓦到几百瓦之间。由，可知当Pin、Vdc、ω为一定时，Cin与ΔV成反比。当光伏电池输出功率为100W时前侧电容的容值与二次扰动电压的关系，可以看出由于光伏电池输出电压较低，若要抑制二次扰动在合理范围内，通常必须在光伏输出侧安置一个大容值的电解电容。大容值的电解电容可以使得扰动电压变小但二次扰动依然存在，并未从根本上将其消除。大容值电解电容寿命较短，已被证实是影响微型逆变器寿命的主要因素。因此，应采取方案取代电路中的电解电容。

4.有竞争力的成本：为每块光伏面板均配置微型逆变器，这就要求微型逆变器成本较低，电路中应包含较少的器件，其控制器在能处理所有的控制、通信和计算任务同时，亦必须具有较低的价格。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决一个上述面临的问题，提出一种具有低成本，高可靠性的微型逆变器。并通过对引入改进的功率解耦电路：引入附加解耦电路，将二次功率扰动转移到解耦电路中，使得逆变器两侧瞬时功率相等，提高微型逆变器的可靠性。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种微型逆变器的拓扑电路；其特征在于：所述微型逆变器为反激式微型逆变，所述拓扑电路具有DC/DC模块及DC/AC模块；

还具有抑制二次功率扰动的解耦电路。

优选的，当上述微型逆变器输入功率小于输出功率时，多余的能量通过解耦电路转移到解耦电容Cx中，电路为Boost工作模式，该模式下开关Sboost与二极管D1工作。

进一步的，上述Cx端电压为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ V_x\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& -\frac{1-D_{boost}}{L}\\ \frac{1-D_{boost}}{C_x}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ V_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L}\\ 0\end{array}\right]V_{p\mathrm{\ν}}.$

优选的，上述逆变器当输入功率大于输出功率时，电路为Buck工作模式，解耦电容Cx中的能量通过解耦电路释放，此时开关Sbuck与二极管D2工作。Cx端电压为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ V_x\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& -\frac{D_{buck}}{L}\\ \frac{1-D_{buck}}{C_x}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ V_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L}\\ 0\end{array}\right]V_{p\mathrm{\ν}}.$

优选的，上述微型逆变器的解耦电容的取值：

有益效果：

本发明技术方案公开的一种微型逆变器的拓扑电路，在反激式逆变器的基础上提出改进的解耦方案。一个双向DC/DC变换器和解耦电容组成的解耦电路用于抑制二次功率扰动，该变换器并联在反激逆变器直流侧上。根据光伏电池输入功率和逆变器输出功率，解耦电路有两种工作模式，显著地减小解耦电容的体积和容量，提高微型逆变器的可靠性。

附图说明

图1为本发明实施例光伏并网系统示意图；

图2为本发明实施例反激式微型逆变器的电路拓扑图；

图3为本发明实施例的具有解耦电路的微型逆变器的电路拓扑图；

图4为本发明实施例的微型逆变器工作区间示意图；

图5为本发明另一实施例的具有解耦电路的微型逆变器的电路拓扑图；

图6为图5在不同模式下的运行示意图。

具体实施方式

以下结合具体实施例对上述方案做进一步说明。应理解，这些实施例是用于说明本发明而不限于限制本发明的范围。实施例中采用的实施条件可以根据具体厂家的条件做进一步调整，未注明的实施条件通常为常规实验中的条件。

如图1所示为光伏并网系统示意图，光伏电池的输出电压为Vpv，输出电流为Ipv，Cin为功率解耦电容，设电网侧电压和入网电流分别为：

V_o(t)＝V_msinωtI_o(t)＝I_msinωt

V_m、I_m——输出电压幅值；ω＝2πf，f为电网频率。

可得到瞬间输出功率为

$P_o\left(t\right)=V_o\left(t\right)I_o\left(t\right)=\frac{V_m{I}_m\left(1-\cos 2\mathrm{\ω}t\right)}{2}---\left(a\right),$

而光伏电池输出功率为Pin为

P_in＝V_pvI_pvP_max＝V_maxI_max(b)。

由式(a)可知，逆变器输出功率并非为恒定值，而是包含二倍频分量的瞬变值，而当光伏电池稳定运行在最大功率点时，其输出功率Pmax为一恒定值，因此逆变器的输入和输出的瞬时功率是不平衡的，在光伏电池侧表现为其输出电压为在一个直流偏置电压的基础上叠加有二倍频分量。由此引出若要提高光伏电池的利用率，就必须将二次扰动电压抑制在合理的范围内。

如图2所示，为反激式微型逆变器的电路拓扑图，由图可知该拓扑电路较为简单：变压器原边开关管负责对入网电流正弦脉宽调制和最大功率跟踪控制；中间为高频隔离变压器，其副边带有中心抽头，变比为1∶N∶N。其中，N为高频变压器的匝比，N＝N₂/N₁，N₁和N₂是初、次级绕组匝数，L1和L2是初、次级绕组电感量，且L2＝N²L1。

当反激逆变器工作断续模式时，当输出功率确定时，其原边激磁电感值小于连续模式，所需磁芯尺寸较小。且断续模式的激磁电感电流波形是三角波，它的谐波成分少，而连续模式下激磁电感电流波形是梯形波，谐波含量较大。因此，工作在断续模式下的反激逆变器的电磁兼容性能要更好。当逆变器工作在断续模式时，其存在很高的内阻，具有类电流源特性，将其应用于小功率光伏并网发电，控制简单，可靠性高。

图3为具有解耦电路的微型逆变器的电路拓扑图，如图中虚框内所示。解耦电容通过回路释放或存储能量，实现功率平衡。引入双向DC/DC变换器作为解耦电路，由一个双向DC/DC变换器和解耦电容组成的解耦电路负责抑制二次功率扰动变换器并联在反激逆变器直流侧上，根据光伏电池输入功率和逆变器输出功率，解耦电路有两种工作模式控制解耦电容中的能量流动，类似于一个电流源。，引入两条能量传递回

接下来结合图4详细的描述微型逆变器工作区间示意图。

在时间区域A内，瞬时输入功率大于输出功率，解耦电路中(Lm-Dx-Cx-Lm)回路工作，将激磁电感中多余的能量传递到解耦电容Cx中。当原边开关关断时，储存在漏感中的能量亦可通过该回路转移到路Cx中。

在时间区域B内，瞬时输入功率小于输出功率。(Cx-Sx1-Lm-Sx2-Cx)回路工作，从解耦电容中释放能量到激磁电感来补充输入功率的不足。

微型逆变器逆变器具体工作过程如下。

时间区域A内：

1)：能量存储阶段(D1Ts＝ta0～ta1)，开关S1导通，光伏电池的输出能量转移到高频变压器激磁电感中。

$I_{p1}=\frac{\left(t_{a1}-t_{a0}\right)V_{pv}}{L_m}=\frac{V_{pv}}{L_m}{D}_1{T}_s$

$I_{avg}=\frac{D_1{I}_{p1}}{2}=\frac{L_m{I}_{p1}^2}{2V_{pv}{T}_s}$

式中Lm为变压器激磁电感，Vpv、Ipv为光伏电池的输出电压和电流，Ts为开关周期。

2)：能量交换阶段(D2Ts＝ta1～ta2)，开关S1关断，多余的能量通过二极管Dx传递到解耦电容Cx中。Vx为电容Cx的电压。

$I_{p2}=I_{p1}-\frac{V_x}{L_m}\left(t_{a2}-t_{a1}\right)=I_{p1}-\frac{V_x}{L_m}{D}_2{T}_s$

3)：能量释放阶段(D₃T_s＝t_a2～t_a3)，二极管D_x关断，开关S_ac1导通，能量通过变压器副边传递至网侧。由于网侧电压在一个开关周期内变化很小，取值为V_osinωT_o。

$i_s=\frac{I_{p2}}{N}-\frac{V_o\sin \mathrm{\ω}{T}_o}{N^2{L}_m}(t-t_{a2})T_s$

4)：(D4Ts＝ta3～ta4)，本阶段所有开关和二极管均不导通，输出并网电流继续由交流电容Cf提供。直至整个开关周期结束。

i_ac＝(t-t_a3)V₀sinωT₀/N²L_m

如图5所示，为本发明另一实施方式，与图4的方案区别在于，引入引入双向DC/DC变换器作为解耦电路(图5虚线部分)。由一个双向DC/DC变换器和解耦电容组成的解耦电路负责抑制二次功率扰动变换器并联在反激逆变器直流侧上，根据光伏电池输入功率和逆变器输出功率，解耦电路有两种工作模式控制解耦电容中的能量流动，类似于一个电流源。与上一种功率解耦方案相比，该方案电路结构较为简洁，所需开关器件少。

接下来结合图6来描述图5在不同模式下的运行：

当逆变器输入功率小于输出功率时，图6(a)所示，多余的能量通过解耦电路转移到解耦电路转移到解耦电容Cx中，电路为Boost工作模式，该模式下开关Sboost与二极管D1工作。Cx端电压为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ V_x\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& -\frac{1-D_{boost}}{L}\\ \frac{1-D_{boost}}{C_x}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ V_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L}\\ 0\end{array}\right]V_{p\mathrm{\ν}}.$

当逆变器输入功率大于输出功率时，如图6(b)所示，电路为Buck工作模式，解耦电容Cx中的能量通过解耦电路释放，此时开关Sbuck与二极管D2工作。Cx端电压为： $\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ V_x\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& -\frac{D_{buck}}{L}\\ \frac{1-D_{buck}}{C_x}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ V_x\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L}\\ 0\end{array}\right]V_{p\mathrm{\ν}}.$

参数说明：

解耦电路将二次功率扰动转移到解耦电容C_x中，电容C_x承受电压为V_x＝V_dc+ΔVsin2at，此时电容中在储能阶段存储的能量可分别由公式

$E_x={\∫}_{\mathrm{\π}/4\mathrm{\ω}}^{-\mathrm{\π}/4\mathrm{\ω}}{P}_{x}dt={\∫}_{\mathrm{\π}/4\mathrm{\ω}}^{-\mathrm{\π}/4\mathrm{\ω}}{V}_x{I}_{x}dt=C_X\mathrm{\Δ}V\left(2V_{dc}+\mathrm{\Δ}V\right)---\left(c\right);$

$E_x={\∫}_{\mathrm{\π}/4\mathrm{\ω}}^{-\mathrm{\π}/4\mathrm{\ω}}\left(P_O-P_{in}\right)dt=P_{in}/\mathrm{\ω}---\left(d\right).$

可得此时解耦电容的取值为： $C_x=\frac{P_{in}}{\mathrm{\ω}\mathrm{\Δ}V\left(2V_{dc}+\mathrm{\Δ}V\right)}.$

解耦电容端电压最小值Vmin应大于光伏电池输出电压。

解耦电容的大小，与其承受的端电压均值及电压波动有关。该电容可依据上式来选取。较佳的，若电压均值为120V，电压波动值为25V时，所需解耦电容电压约为50μF。

采用上述方案的微型逆变器，组成的光伏并网发电系统。微型逆变器设计功率300W时(直流侧)，其最大输入DC电压为54V(其最小输入DC电压为24V时系统能启动)，电压运行范围18V～54V；额定输出功率250W。

采用本方案的解耦电路后，由于所需前置电容的容值较小，前置电容还可以采用薄膜电容。这样较之前的电解电容使用寿命更长，提高系统的可靠性及系统寿命(可达到15年的使用寿命)。

如上所述，本发明完全符合专利三要件：新颖性、创造性和产业上的实用性。本发明在上文中已以较佳实施例揭露，然熟悉本项技术者应理解的是，该实施例仅用于描绘本发明，而不应解读为限制本发明的范围。应注意的是，举凡与该实施例等效的变化与置换，均应设为涵盖于本发明的范畴内。因此，本发明的保护范围当以所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (7)

1.一种微型逆变器的拓扑电路；其特征在于：

所述微型逆变器为反激式微型逆变器，

所述拓扑电路具有DC/DC模块及DC/AC模块；

还具有抑制二次功率扰动的解耦电路，

所述解耦电路包含有解耦电容Cx。

2.如权利要求1所述的微型逆变器的拓扑电路，其特征在于：

所述微型逆变器当输入功率小于输出功率时，多余的能量通过解耦电路转移到解耦电容Cx中，电路为Boost工作模式，该模式下开关Sboost与二极管D1工作。

3.如权利要求2所述的微型逆变器的拓扑电路，其特征在于：

所述Cx端电压为：

4.如权利要求1所述的微型逆变器的拓扑电路，其特征在于：

所述微型逆变器当输入功率大于输出功率时，电路为Buck工作模式，解耦电容Cx中的能量通过解耦电路释放，此时开关Sbuck与二极管D2工作。

5.如权利要求4所述的微型逆变器的拓扑电路，其特征在于：

所述Cx端电压为：

6.如权利要求1-5中任一项所述的微型逆变器的拓扑电路，其特征在于：

所述微型逆变器的解耦电容的取值：

7.如权利要求6所述的微型逆变器的拓扑电路，其特征在于：所述解耦电容端的电压最小值Vmin大于所述光伏电池的输出电压值。