CN110088636A - 具有磁通门的电流传感器 - Google Patents

Abstract

一种磁通门电流传感器包括：激励线圈(13)；用于生成激励电压(Ve)的激励模块(20)；传送感应测量电流(Iim)的测量线圈(14)；以及出于以下目的的测量同步解调器(12)：将感应测量电流乘以频率为2f₀的解调信号以便获得镜像电压，该镜像电压是用于测量的电流的镜像。激励电压(Ve)根据频率为f₀的第一电压以及频率为3f₀的第二电压来获得，该磁通门电流传感器进一步包括传送感应伺服控制电流的伺服控制线圈(15)、以及出于将感应伺服控制电流乘以频率为3f₀的解调信号的目的的伺服控制同步解调器(30)。伺服控制同步解调器连接到激励模块，以便以消除感应伺服控制电流中的频率为3f₀的分量的方式来伺服控制激励电压。

Description

具有磁通门的电流传感器

本发明涉及磁通门电流传感器的领域。

背景技术

磁通门电流传感器利用形成磁芯的磁性材料的属性来从某个电平的磁激励开始变得饱和。参考图1，对于增大的磁场H，磁场H和磁感应B之间的传递函数的斜率从磁芯的所谓“饱和值”开始大大减小。在图1中，饱和值对应于范围ΔH和ΔB。

参考图2和3，在用于测量在导体中流动的电流Im的常规磁通门电流传感器1中，矩形信号发生器2向绕磁芯4缠绕的激励线圈3的端子施加矩形激励电压Ve。在激励线圈3中流动的激励电流Ie由测量模块5来测量。连接到测量模块5的峰值检测器6提供两条信息：饱和电平、以及激励电流Ie的峰值电流之间的差异。饱和电平用于伺服控制激励电压Ve的振幅。激励电流Ie的峰值电流之间的差异用于估计用于测量的电流Im、用于经由电压-电流转换器7来伺服控制在去磁线圈8中流动的去磁电流的振幅、以及用于补偿由用于测量的电流Im在磁芯4中产生的磁通量。

磁通门电流传感器在某些应用中是优选的。这尤其适用于测量在用于用户装备的固态功率控制器(SSPC)型截止元件中流动的电流，或者用于测量在连接到电机的一相的电力电子模块(PEM)型能量转换器元件中流动的电流。

常规磁通门电流传感器遭受某些缺点。具体而言，峰值检测对外部电磁干扰相对敏感，这可因此降低测量用于测量的电流的准确度。此外，峰值检测未给出适合于在磁芯的饱和弯曲上进行伺服控制的准确信息。这在外部电磁干扰较大时(例如，在开关模式功率转换器的环境中)尤其是有问题的。在常规磁通门电流传感器1受困难的热环境约束而导致磁芯的固有特性漂移时，同样如此。

自然地，在用于测量的电流Im的频率范围增大时(在用于测量的电流是交流电时)，或者在磁通门电流传感器的操作温度范围增大时，该准确度问题变得更加严重。

发明目的

本发明的目的是改善磁通门电流传感器的准确度。

发明内容

为了实现该目的，提供了一种磁通门电流传感器，其包括围绕传送用于测量的电流的导体延伸的磁芯；激励线圈；激励模块，该激励模块连接到该激励线圈以便生成跨该激励线圈的端子的激励电压；传送感应测量电流的测量线圈；以及测量同步解调器，该测量同步解调器出于以下目的而连接到测量线圈：将感应测量电流乘以频率为2f₀的解调信号以便获得镜像电压，该镜像电压是用于测量的电流的镜像。根据频率为f₀的第一电压以及频率为3f₀的第二电压来获得激励电压。磁通门电流传感器进一步包括传送感应伺服控制电流的伺服控制线圈、以及出于将感应伺服控制电流乘以频率为3f₀的解调信号的目的而连接到伺服控制线圈的伺服控制同步解调器。伺服控制同步解调器连接到激励模块，以便以消除感应伺服控制电流中的频率为3f₀的分量的方式来伺服控制激励电压。

本发明的磁通门电流传感器使得激励电压能以如此方式被准确地伺服控制：磁通门电流传感器在其对应于图1所示的传递函数中的弯曲9的最佳操作点处操作。该最佳操作点对应于磁通门电流传感器的最大增益。因此，磁通门电流传感器对外部电磁干扰较不敏感，并因此更准确。

根据以下对本发明的特定非限制性实施例的描述，可以更好地理解本发明。

附图说明

参考附图，在附图中：

-图1示出了磁场和磁感之间的传递函数的曲线；

-图2示出了现有技术的磁通门电流传感器；

-图3示出了激励现有技术磁通门电流传感器的磁芯的激励电压的曲线和激励电流的曲线；

-图4示出了本发明的磁通门电流传感器；

-图5示出了本发明的磁通门电流传感器的激励模块；

-图6示出了本发明的磁通门电流传感器的测量同步解调器的示例；

-图7示出了在本发明的磁通门电流传感器经受由传送直流电(DC)的导体发射的场时来自该磁通门电流传感器的电压曲线；

-图8示出了在本发明的磁通门电流传感器中使用的激励电压；

-图9示出了方波信号和三角波信号；

-图10示出了方波信号、三倍频率下的方波信号、以及这两个信号的总和；

-图11示出了用于确定激励信号幅值的特定电路的示例；以及

-图12示出了来自用于伺服控制本发明的磁通门电流传感器的同步解调器的输出电压的曲线，该曲线被绘制为激励电压的函数。

具体实施方式

参考图4，本发明的磁通门电流传感器10在本示例中被用来测量正在导体11中流动的用于测量的电流Im。

磁通门电流传感器10包括具有磁芯12的变压器，其中四个线圈绕磁芯12缠绕。磁芯12围绕导体11延伸。

四个线圈包括激励线圈13、测量线圈14、伺服控制线圈15、和去磁线圈16。测量线圈14和伺服控制线圈15两者在该示例中均由相应的一对绕组构成。激励线圈13被用于激励磁芯12。

磁通门电流传感器10还具有低频发生器18、高频发生器19以及连接到激励线圈13的激励模块20。

低频发生器18向两个解调器42、43、34和35传送信号C。高频发生器19以频率f₀向激励模块20传送信号1H(为sin(ω₀t)，其中ω₀＝2πf₀)，以及以频率3f₀传送信号3H(为sin(3ω₀t)，其中ω₀＝2πf₀)。

参考图5，激励模块20包括多个功能块，这些功能块包括具有可变增益的第一放大器块21、具有可变增益的第二放大器块22、求和块23、以及增益块24。

第一放大器块21接收频率f₀下的信号1H，第二放大器块22接收频率3f₀下的信号3H，并且增益块24接收增益设定值Cg。求和块23对来自第一放大器块21的输出和来自第二放大器块22的输出求和。

因此，激励模块20用于根据频率为f₀的第一电压V1和频率为3f₀的第二电压V2来生成激励电压Ve。

测量线圈14被用于测量电流Im。磁通门电流传感器10包括测量同步解调器32、第一低通滤波器33、和第一单元增益块34，它们与测量线圈14串联连接。第一单元增益块34产生可被选择等于1或-1的增益。第一单元增益块34接收来自低频发生器18的切换信号C。测量同步解调器32连接到第一选择器块35。第一选择器块35接收来自低频发生器18的切换信号C以及来自高频发生器19的频率为2f₀的信号2H。第一选择器块35产生频率为2f₀的解调信号，该解调信号取决于它与频率2f₀下的信号2H同相或反相而分别写成2H-或2H。解调器信号2H-/2H是cos(2ω₀t)信号，其中ω₀＝2πf₀。测量同步解调器32将在测量线圈14中流动并由用于测量的电流Im感生的感应测量电流Iim乘以解调信号2H-/2H。连接到第一单元增益块34的第一比例积分校正器37产生镜像电压Vi，该镜像电压Vi是用于测量的电流Im的镜像。

参考图6，测量同步解调器32具有利用硅上金属氧化物(MOS)类型的快速开关38的模拟开关。第一低通滤波器33是无源滤波器。模拟开关由解调信号2H-/2H同相或反相地进行时钟控制。来自第一低通滤波器33的输出电压Vs是镜像电压，其是激励电压Ve的二次谐波分量的镜像。

参考图7，可以看到，磁线圈12上的饱和导致感应测量电流Iim的不对称性，该感应测量电流Iim由对应于基波的频率为f₀的sin(ω₀t)分量加上对应于二次谐波分量的频率为2f₀的cos(2ω₀t)分量的总和构成。解调信号Sd的平均分量是非零和正的。通过取相反的饱和度，解调信号Sd的平均分量变为负。

传送感应伺服控制电流Iia的伺服控制线圈15被用于控制激励电压Ve。磁通门电流传感器10具有伺服控制同步解调器40、第二低通滤波器41、和第二单元增益块42，它们与伺服控制线圈15串联连接。第二单元增益块42产生可被选择等于1或-1的增益。第二单元增益块42接收来自低频发生器18的DC信号C。伺服控制同步解调器40连接到第二选择器块43。第二选择器块43接收来自低频发生器18的切换信号C以及来自高频发生器的频率为3f₀的信号3H。第二选择器块43产生同相或反相的频率为3f₀的解调信号3H-/3H。解调信号3H-/3H是sin(3ω₀t)信号，其中ω₀＝2πf₀。伺服控制同步解调器40将伺服控制感应电流Iia乘以解调信号3H-/3H。第二比例积分校正器44连接在第二单元增益块42和激励模块20之间。因此，激励电压Ve被伺服控制，以便消除感应伺服控制电流Iia中的频率为3f₀的分量。

伺服控制同步解调器40类似于图6中所示的测量同步解调器32，区别在于模拟开关由解调信号3H-/3H同相或反相地进行时钟控制。

去磁线圈16经由电压-电流转换器45连接到第一比例积分校正器37的输出。去磁电流Id在去磁线圈16中流动，以便使磁芯12去磁。

用于测量的电流Im在来自第一比例积分校正器37的输出处的镜像电压Vi作为输入被施加到电压-电流转换器45。电压-电流转换器45根据用于测量的电流Im的镜像电压Vi产生去磁电流Id。第一单位增益块34的电流输出形成电流设定值，该电流设定值作为输入被施加到第一比例校正器37。因此，去磁电流Id根据用于测量的电流Im的镜像电压Vi来伺服控制，以便补偿由用于测量的电流Im产生的磁通量。

以下更详细地描述激励电压Ve的特性。

参考图8，调节第一电压V1的振幅和第二电压V2的振幅，以便获得激励电压Ve，该激励电压Ve使其频率为3f₀的分量(或即三次谐波分量)与频率为f₀的分量(或即基波)同相。

在伺服控制线圈15中流动的感应伺服控制电流Iia在经由伺服控制同步解调器40进行同步解调之后获得的三次谐波分量是正的。在磁芯12饱和时，三次谐波分量比基波更强地衰减，并且三次谐波分量在同步解调之后变为负，因为三次谐波变成与基波反相。

因此，在激励电压Ve使得磁芯12接近饱和时，感应伺服控制电流Iia的一次谐波分量的振幅与三次谐波分量的振幅的比率变化，直到三次谐波分量被消除并随后直到三次谐波分量的相位被反转。因此，对应于感应伺服控制电流Iia的三次谐波分量的消除的操作点是磁通门电流传感器10的最佳操作点。该最佳操作点对应于图1中所示的传递函数的曲线中的弯曲9。

因此，伺服控制激励电压Ve包括在将激励电压Ve施加到激励线圈13的端子之前控制该激励电压Ve，以便消除感应伺服控制电流Iia的三次谐波分量。因此，磁通门电流传感器10在其最佳操作点上持续地进行操作。这获得了由用于测量的电流Im引入的不对称性的最大增益，并且该不对称性可在感应测量电流Iim中检测到。应当观察到，该由三次谐波分量的同步解调进行的伺服控制对外部电磁干扰相对不敏感，因为所有除了频率3f₀之外的频率的信号生成具有由连接到来自测量同步解调器32的输出的第一低通滤波器33进行滤波的分量的互调产物。还应当观察到，该伺服控制不需要非常快，因为来自外部参数(温度、老化)的变化相对较慢。

如可以在图7中看到的，该示例中的第一电压V1和第二电压V2两者均为矩形电压。矩形电压易于生成，并且它们呈现大的奇次谐波分量。

从下文可以看到使用由此类第一电压V1和此类第二电压V2构成的此类激励电压Ve的优点。

参考图9，振幅为E以及周期为T的方波信号50的频谱分解为：

X(t)＝(4E/π)[sin(ωt)+(1/3)sin(3ωt)+(1/5)sin(5ωt)+…]

其中ω＝2π/T。

振幅为E以及周期为T的三角波信号51的频谱分解为：

X(t)＝(8E/π²)[sin(ωt)-(1/3²)sin(3ωt)+(1/5²)sin(5ωt)-…]

其中ω＝2π/T。

因此，三角波信号51具有负的三次谐波分量。

参考图10，在正确调整第一和第二电压V1和V2的振幅时，将矩形波形的第一电压V1与矩形波形的第二电压V2相加使得获得通常是三角波形并且其中三次谐波分量为负的激励电压Ve成为可能。

磁芯12饱和的现象使得感应伺服控制电流Iia的波形接近方波信号的波形。因此，在接近饱和时，感应伺服控制电流Iia的三次谐波分量的振幅趋向于零，并随后变为负，以匹配方波信号的分解。因此，对激励电压Ve的控制由在感应伺服控制电流Iia的三次谐波分量消除的点上进行的伺服控制来定义。

可以通过计算找到该特定的调节点。

第一电压V1用正弦函数来呈现以下频谱分解：

X1(t)＝(4E₁/π)[sin(ω₀t)+(1/3)sin(3ω₀t)+(1/5)sin(5ω₀t)+…]

第二电压V2用正弦函数来呈现以下频谱分解：

X2(t)＝(4E₂/π)[sin(3ω₀t)+(1/3)sin(9ω₀t)+(1/5)sin(15ω₀t)+…]

第一电压V1的频谱分解加上第二电压V2的第二频谱分解的总和的三次谐波分量等于：

(4/π)[(E₁/3)sin(3ω₀t)+E₂sin(3ω₀t)]

因此，在E₁＝-3E₂时，三次谐波分量为零。

对激励电压Ve的伺服控制包括控制第二电压V2的振幅。因此，对第二电压V2的振幅采取动作，以便控制激励电压Ve，使得感应伺服控制电流Iia的频率为3f₀的分量消除。

因此，在磁芯12饱和之前，对激励电压Ve的所寻找的控制需要包括由三次谐波分量引起的相对激励电平，其在由伺服控制同步解调器40进行的解调之后给出略微为负的结果，以便使得在饱和时跨过零并随后变为负成为可能。应对该特定点进行调整，以便找到对应于最佳操作点以及图1中所示的传递函数中的弯曲9的传递函数的最佳增益折衷。

应当观察到，频率为2f₀的信号2H和频率为3f₀的信号3H周期性地反相，尤其是在10千赫兹(kHz)的频率处。反相的偏移由第一比例积分校正器37和第二比例积分校正器44取平均，因此这些偏移被消除。该10kHz处的相位反转功能用于补偿由于所使用的模拟组件的缺陷所造成的测量和伺服控制通道之间的不平衡。这用于提高磁通门电流传感器10设置在最佳操作点上的准确度，并因此提高磁通门电流传感器10本身的整体准确度。

参考图11，为了调整激励电压Ve，使用作为缓冲器连接的第一放大器53、各自具有15欧姆(Ω)的电阻的两个第一输出电阻器54、第一调整电阻器55、作为缓冲器连接的第二放大器56、各自为15Ω的两个第二输出电阻器57、以及第二调整电阻器58。因此，负载59具有向其施加的激励电压，使得E₁＝2.78E₂。值2.78小于3，因此三次谐波分量在激励电压Ve中的电平大于方波信号的电平，这对应于负的经解调信号。

参考图12，来自伺服控制同步解调器40的输出处的电压60的谐波分量在激励电压接近3V时消除且在3V以上时变为正。因此，过零对应于磁通门电流传感器10的最佳操作点。通过在该过零点上伺服控制感应伺服控制电流Iia，本发明的磁通门电流传感器10的传递函数保持在图1中的弯曲9处。

磁通门电流传感器10呈现优于现有磁通门电流传感器的某些优点。

借助于由伺服控制同步解调器40进行的解调而对操作点的调节的改善用于获得更好的噪声抗扰性。

此外，使用同步解调器使得在高频下操作成为可能，从而使得用于测量的电流Im能够具有大的带宽，同时保持对外部电磁干扰的非常好的抗扰性。

由于测量总是在对应于饱和弯曲9的最佳操作点中执行，因此磁通门电流传感器10的灵敏度在整个温度范围内是恒定的。因此，磁通门电流传感器10的准确度在大的温度范围内是良好的。

磁通门电流传感器10对磁芯12的某些特性中的制造漂移不敏感。具体而言，不旨在用于其饱和区中的常规磁芯的磁导率特性可以是非常不同的。在操作点上进行的准确的伺服控制用于校正此类分散。因此可使用标准磁芯，从而减少对制造磁芯的工业限制，并因此减少对磁通门电流传感器10的成本的工业限制。因此，作为示例，可使用通常用于电源转换器和某些无线电功能的这种铁氧体磁芯。

还应当观察到，磁通门电流传感器10具有可被转换成数字解决方案的架构，以便改善磁通门电流传感器10的再现性并因此改善磁通门电流传感器10的制造。因此，激励电压Ve可以由快速模数转换器产生。类似地，测量和伺服控制同步解调器32和40可以借助于数字计算机(例如现场可编程门阵列(FPGA))来实现。去磁也可以经由数模转换器来完成。

应当观察到，将可使用不是一个而是两个磁芯。第二磁芯将接收与测量电路相同的激励，但是与其反相，以便在传送用于测量的电流的导体中直接消除磁通量。

自然地，本发明不限于所描述的实施例，而是覆盖落在如由权利要求限定的本发明的范围内的任何变型。

Claims (6)

1.一种磁通门电流传感器，包括：围绕传送用于测量的电流(Im)的导体(11)延伸的磁芯(12)；激励线圈(13)；激励模块(20)，所述激励模块连接到所述激励线圈以便生成跨所述激励线圈的端子的激励电压(Ve)；传送感应测量电流(Iim)的测量线圈(14)；以及测量同步解调器(32)，所述测量同步解调器出于以下目的而连接到所述测量线圈：将所述感应测量电流乘以频率为2f₀的解调信号以便获得镜像电压，所述镜像电压是所述用于测量的电流的镜像，所述传感器的特征在于：

所述激励电压(Ve)根据频率为f₀的第一电压(V1)以及频率为3f₀的第二电压(V2)来获得；

所述磁通门电流传感器进一步包括传送感应伺服控制电流的伺服控制线圈(15)、以及出于将所述感应伺服控制电流乘以频率为3f₀的解调信号的目的而连接到所述伺服控制线圈的伺服控制同步解调器(40)；以及

所述伺服控制同步解调器连接到所述激励模块，以便以消除所述感应伺服控制电流中的频率为3f₀的分量的方式来伺服控制所述激励电压。

2.根据权利要求1所述的磁通门电流传感器，其特征在于，所述第一电压(V1)和所述第二电压(V2)是矩形电压。

3.根据权利要求1所述的磁通门电流传感器，其特征在于，所述激励电压(Ve)一般表示三角波形。

4.根据权利要求1所述的磁通门电流传感器，其特征在于，所述激励电压通过伺服控制所述第二电压(V2)的振幅来伺服控制。

5.根据权利要求1所述的磁通门电流传感器，其特征在于，所述频率为2f₀的解调信号是cos2ω₀t信号，其中ω₀＝2πf₀。

6.根据权利要求1所述的磁通门电流传感器，其特征在于，进一步包括去磁线圈(16)，所述去磁线圈传送根据作为所述用于测量的电流的镜像的电压来伺服控制的去磁电流(Id)，以便补偿由所述用于测量的电流(Im)产生的磁通量。