CN110086318B - 一种轨道交通用直线感应电机w型次级设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种轨道交通用直线感应电机W型次级设计方法，通过本发明，（1）W型次级直线感应电机的性能优于整体式次级的，并且W型次级结构简单，制作工艺比整体式次级稍复杂，但是用铝量也减少了，因此造价上不会相差很大。（2）W型次级能够有效的消弱直线感应电机气隙磁场的谐波分量，提高电机的效率。（3）W型次级的设计方法的公式简单，公式中的参数选择也比较灵活。计算方便，利于推广。

Description

一种轨道交通用直线感应电机W型次级设计方法

技术领域

本发明涉及一种轨道交通用直线感应电机W型次级设计方法，是一种用于削弱气隙磁场谐波分量，减小推力波动，提高电机的效率和运行稳定性的直线感应电机次级设计方法；该种次级可以应用于轨道交通领域用直线感应电机，该直线感应电机的应用领域：地铁系统、中低速磁悬浮列车等；属于轨道交通领域。

背景技术

随着城市化进程的发展，直线电机轮轨交通和中低速磁浮列车由于其具有爬坡能力强、通过线路曲线半径小、牵引特性好以及其安全、舒适、快捷的优势，不仅成为新型轨道交通方式的重要组成部分，也是现代轨道交通发展的要求。

由于轨道交通用直线电机的气隙较大，并且特有的边端效应问题，导致电机的效率和功率因数较传统的旋转电机要差一些，这样在一定程度上就限制了直线电机轨道交通的发展。随着直线电机传动技术的发展，如何提高电机本身的效率和性能成为直线电机轮轨交通的重要课题。

直线电机包括初级和次级两部分。从现有的技术来看，直线电机的初级结构和材料已设计的较为完善，由此次级的结构优化设计和材料的选择成为直线电机性能提升的方向和重点。目前，应用最广的次级形式多为整体式次级结构，如图1(a)所示，这种结构的直线电机由于其边缘效应比较严重，导致其效率较低。

发明内容

本发明的目的就是针对现有技术问题，为了提高电机的效率，能够减小气隙磁场的谐波分量，增加电机运行的稳定性，但是也要考虑到次级结构的复杂程度、制作工艺和成本,这就限制为次级的设计增加了难度和挑战，提供一种轨道交通用直线感应电机W型次级设计方法。

本发明的目的是这样实现的，一种轨道交通用直线感应电机W型次级设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1)、确定次级槽数Q₂的取值范围；

假设初级长度为L，初级槽数为Q₁，绕组相数为m₁，节距β，每极每相槽数为q，由于直线感应电机半填充槽的存在，对电机的长度和槽数进行等效为L’和Q₁’，其值为

L’＝(β-1/m₁·q)·τ+(p-β+1/m₁·q)·τ＝p·τ

Q′₁＝β·m₁·q+(Q₁-2·β·m₁·q)＝Q₁-β·m₁·q

根据感应电机槽配合关系，可知

Q₂<1.25Q′₁

为了获取较好的电机性能,次级槽数小于或大于初级槽数15％～30％，为了减少制作成本，采用少槽的方案。因此，可以确定Q₂的取值范围为[0.7Q’₁,0.85Q’₁]；

步骤2)、W型次级导体宽度w的计算；

根据感应电机T型等效电路，归算前后转子的磁动势幅值和相位都保持不变，可得

m₂为次级相数，

分别为初、次级的每相串联导体数，K_dp1和K_dp2为初、次级的绕组因数，其中K_dp2＝1,

I₁、I₂和I₂’分别是初级相电流、次级电流和次级归算后的电流；

次级电流可以表示为

K_I为考虑初、次级电流相位不同而引入的系数，与功率因数有关；

W型次级导体的截面积A_c为

J_B为次级的电流密度，对于整体式次级的单边型直线感应电机的次级电流密度一般为5～17MA/m²。

因此，W型次级导体宽度w为

w＝A_c/d₁

d₁为次级铝板的厚度；

步骤3)、端部导体宽度w₁的计算；

Z₂和Z_R分别是W型次级导体和端部导体的阻抗，端部电流和W型次级导体电流的关系可表示为

端部导体的截面积A_R为

端部导体的电流密度J_R取值范围为(0.45～0.8)*J_B，因此，端部导体宽度w₁为

w₁＝A_R/d₁；

步骤4)、W型次级导体倾斜距离l的计算；

由于W型次级在横向上是对称的，W型次级导体相当于两个V型导体拼合而成，单个V型导体中，l和α分别为导体斜过的距离和角度；

倾斜的导体可以看成无数个直导体组成，总数为n(n→∞)，每两个直导体之间有个微小的角度β和距离Δl，由此可知

利用分布绕组中电动势的合成方法，可得v次级谐波的斜导体因数K_skewv。

求解电机内的纵向气隙磁场，然后通过傅里叶分解，找到最大谐波含量对应的次数；将谐波次数带入斜导体因数K_skew的公式中，在保证基波含量变化不大，变化范围99％～100％的情况下，K_skew的取值尽可能小，从而求解出倾斜距离l；

步骤5)、W型次级导体的确定；

在W型次级导体在横向垂直长度l₁为(W₂-2*w₁)，W型次级导体相当于四段斜导体组成，每段斜导体倾斜距离l，横向(如图1的y方向)的垂直距离为l₁/4；

步骤6)、W型次级的整体尺寸设计完成。

本发明方生产制造容易、使用方便，通过本发明，本发明的目的是提供一种能够减小气隙磁场谐波分量并且较为简便的次级设计方法，为了达到这个目的，本发明的技术方案提供了一种直线感应电机W型次级的设计方法。如图1所示，W型次级只是将次级铝板开W缝，次级铁轭仍然保持整体式，同时次级铝板和铁轭的宽度和厚度都与已有的整体式次级相同，这样次级在结构上依旧很简单，制作工艺比整体式次级稍复杂，但是用铝量也减少了。

通过本发明，(1)W型次级直线感应电机的性能优于整体式次级的，并且W型次级结构简单，制作工艺比整体式次级稍复杂，但是用铝量也减少了，因此造价上不会相差很大。(2)W型次级能够有效的消弱直线感应电机气隙磁场的谐波分量，提高电机的效率。(3)W型次级的设计方法的公式简单，公式中的参数选择也比较灵活。计算方便，利于推广。

附图说明

图1a为次级结构。

图1b为整体式W型。

图2为K_I与功率因数的关系。

图3a为W型次级的电流等效电路。

图3b为W型次级导体和端部导体的电流向量图。

图4为单个V型导体的示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

一种轨道交通用直线感应电机W型次级设计方法，具体设计步骤如下：

步骤1.确定次级槽数Q₂的取值范围。

假设初级长度为L，初级槽数为Q₁，绕组相数为m₁，节距β，每极每相槽数为q，由于直线感应电机半填充槽的存在，对电机的长度和槽数进行等效为L’和Q₁’，其值为

L’＝(β-1/m₁·q)·τ+(p-β+1/m₁·q)·τ＝p·τ

Q′₁＝β·m₁·q+(Q₁-2·β·m₁·q)＝Q₁-β·m₁·q

根据感应电机槽配合关系，可知

Q₂<1.25Q′₁

为了获取较好的电机性能,次级槽数小于或大于初级槽数15％～30％。为了减少制作成本，采用少槽的方案。因此，可以确定Q₂的取值范围为[0.7Q’₁,0.85Q’₁]。

步骤2.W型次级导体宽度w的计算。

根据感应电机T型等效电路，归算前后转子的磁动势幅值和相位都保持不变，可得

m₂为次级相数，

分别为初、次级的每相串联导体数，K_dp1和K_dp2为初、次级的绕组因数，其中K_dp2＝1,

I₁、I₂和I₂’分别是初级相电流、次级电流和次级归算后的电流。

次级电流可以表示为

K_I为考虑初、次级电流相位不同而引入的系数，与功率因数有关，如图2，图2为K_I与功率因数的关系。

W型次级导体的截面积A_c为

J_B为次级的电流密度，对于整体式次级的单边型直线感应电机的次级电流密度一般为5～17MA/m²。

因此，W型次级导体宽度w为

w＝A_c/d₁

d₁为次级铝板的厚度。

步骤3.端部导体宽度w₁的计算。

图3a、图3b是W型次级涡流的等效电路和向量图，Z₂和Z_R分别是W型次级导体和端部导体的阻抗。端部电流和W型次级导体电流的关系可表示为

端部导体的截面积A_R为

端部导体的电流密度J_R取值范围为(0.45～0.8)*J_B。因此，端部导体宽度w₁为

w₁＝A_R/d₁

步骤3.W型次级导体倾斜距离l的计算。

由于W型次级在横向上是对称的，W型次级导体相当于两个V型导体拼合而成，图4为单个V型导体的示意图，l和α分别为导体斜过的距离和角度，即倾斜距离l和倾斜角α。

如图4所示，倾斜的导体可以看成无数个直导体组成，总数为n(n→∞)。每两个直导体之间有个微小的角度β和距离Δl。由此可知

利用分布绕组中电动势的合成方法，可得v次级谐波的斜导体因数K_skewv。

求解电机内的纵向气隙磁场，然后通过傅里叶分解，找到最大谐波含量对应的次数。将谐波次数带入斜导体因数K_skew的公式中，在保证基波含量变化不大，(变化范围99％～100％)的情况下，K_skew的取值尽可能小，从而求解出倾斜距离l。

步骤4.W型次级导体的确定。

在W型次级导体在横向(如图1的y方向)垂直长度l₁为(W₂-2*w₁)。W型次级导体相当于四段斜导体组成，每段斜导体倾斜距离l，横向(如图1的y方向)的垂直距离为l₁/4.

步骤5.W型次级的整体尺寸设计完成。

Claims (1)

1.一种轨道交通用直线感应电机W型次级设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1)、确定次级槽数Q₂的取值范围；

假设初级长度为L，初级槽数为Q₁，绕组相数为m₁，节距β，每极每相槽数为q，由于直线感应电机半填充槽的存在，对电机的长度和槽数进行等效为L’和Q₁’，其值为

L’＝[β-1/(m₁q)]τ+[p-β+1/(m₁q)]τ

Q₁’＝βm₁q+(Q₁-2βm₁q)＝Q₁-βm₁q

其中，p是极数，τ是极距；

根据感应电机槽配合关系，可知

Q₂<1.25Q₁’

为了获取较好的电机性能,次级槽数小于或大于初级槽数15％～30％，为了减少制作成本，采用少槽的方案，因此，可以确定Q₂的取值范围为[0.7Q₁’,0.85Q₁’]；

步骤2)、W型次级导体宽度w的计算；

根据感应电机T型等效电路，归算前后转子的磁动势幅值和相位都保持不变，可得

m₂为次级相数，

分别为初、次级的每相串联导体数，K_dp1和K_dp2为初、次级的绕组因数，其中K_dp2＝1,

I₁、I₂和I′₂分别是初级相电流、次级电流和次级归算后的电流；

次级电流可以表示为

其中，Z_m和Z₂'分别为激磁阻抗和次级的等效阻抗；

K_I为考虑初、次级电流相位不同而引入的系数，与功率因数有关；

W型次级导体的截面积A_c为

J_B为次级的电流密度；

因此，W型次级导体宽度w为

w＝A_c/d₁

d₁为次级铝板的厚度；

步骤3)、端部导体宽度w₁的计算；

Z₂和Z_R分别是W型次级导体和端部导体的阻抗，端部电流和W型次级导体电流的关系可表示为

端部导体的截面积A_R为

端部导体的电流密度J_R取值范围为(0.45～0.8)J_B，因此，端部导体宽度w₁为

w₁＝A_R/d₁；

步骤4)、W型次级导体倾斜距离l的计算；

由于W型次级在横向上是对称的，W型次级导体相当于两个V型导体拼合而成，单个V型导体中，l和α分别为导体斜过的距离和角度；

倾斜的导体可以看成无数个直导体组成，总数为n，n→∞，每两个直导体之间有个微小的角度β₁和距离Δl，由此可知

利用分布绕组中电动势的合成方法，可得v次谐波的斜导体因数K_skewv；

求解电机内的纵向气隙磁场，然后通过傅里叶分解，找到最大谐波含量对应的次数；将谐波次数带入斜导体因数K_skewv的公式中，在保证基波含量变化不大，变化范围99％～100％的情况下，K_skewv的取值尽可能小，从而求解出倾斜距离l；

步骤5)、W型次级导体的确定；

在W型次级导体在横向垂直长度l₁为(W₂-2w₁)，W₂是次级的宽度，W型次级导体相当于四段斜导体组成，每段斜导体倾斜距离l，横向的垂直距离为l₁/4；

步骤6)、W型次级的整体尺寸设计完成。

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