CN110071636A - 一种直流变换电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种直流变换电路，包括：半桥电路、耦合电感器、第一开关、第二开关、开关电容、第一输出滤波电容和第二输出滤波电容；其中，半桥电路包括第一全控开关和第二全控开关，第一输出滤波电容的正极和负极分别与第一绕组的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接或分别与第二全控开关的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接；可见，本发明中通过互补导通的第一全控开关和第二全控开关的占空比调节和耦合电感器的匝数比的设置，可以对电路输出的两路直流电的电压进行灵活调配，提高了电路的实用性；并且第一输出滤波电容的两种不同连接方式，可以使电路的电压转换关系对应变化，使得系统结构更加灵活，应用更加广泛。

Description

一种直流变换电路
技术领域
本发明涉及电力电子功率变换器技术领域，特别涉及一种直流变换电路。
背景技术
不管是在家电电气还是汽车、航空、计算机或通讯等用电系统中，供电电源通常都能同时提供两种以上不同的电压给不同负载使用。
现有技术中，第一种常用的双电压电源方案是：首先利用全桥或半桥电路将直流输入电压逆变成高频交流电，再利用多绕组高频变压器将其转换成幅值不同的高频交流电，最后利用整流电路将两种不同幅值的高频交流电整流成两种不同电压的直流电。该方案存在电路结构复杂且电压需要经过逆变和整流两级变换；第二种方案是利用一个电感分时给两个输出端供电(time-multiplexing control scheme)，这种结构虽然满足了电路结构简单的优化目标之一，但控制极为复杂。特别是在电感工作在电流连续模式时，系统存在交叉控制的问题(cross-regulation problem)，并且这一问题很难解决，这给系统的稳定性带来了挑战。
因此，如何提供一种结构简单且控制便捷的直流变换电路，并且使直流变换电路输出的两路直流电的电压可以灵活调配，增强实用性，是现今急需解决的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种直流变换电路，结构简单且控制便捷，并且通过耦合电感技术的利用，使输出的两路直流电的电压均可以灵活调配，实用性更强。
为解决上述技术问题，本发明提供一种直流变换电路，包括：半桥电路、耦合电感器、第一开关、第二开关、开关电容、第一输出滤波电容和第二输出滤波电容；
其中，所述半桥电路包括第一全控开关和第二全控开关，所述第一开关的开关状态与所述第一全控开关的开关状态相同，所述第二开关的开关状态与所述第二全控开关的开关状态相同；
所述第一开关的第一端与所述第二全控开关的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述开关电容的正极和所述第二开关的第一端连接，所述第二开关的第二端与所述第二输出滤波电容的正极连接，所述第二全控开关的第二端与所述第一全控开关的第一端、所述耦合电感器的第二绕组的第一端和所述耦合电感器的第一绕组的第二端连接，所述第二绕组的第二端与所述开关电容的负极连接，所述第一全控开关的第二端与所述第二输出滤波电容的负极连接；
所述第一输出滤波电容的正极和负极分别与所述第一绕组的第一端和所述第一全控开关的第二端一对一连接，所述第二全控开关的第一端和所述第一全控开关的第二端分别用于与输入直流电源的正极和负极一对一连接；或所述第一输出滤波电容的正极和负极分别与所述第二全控开关的第一端和所述第一全控开关的第二端一对一连接，所述第一绕组的第一端和所述第一全控开关的第二端分别用于与输入直流电源的正极和负极一对一连接；
所述第一输出滤波电容的正极和负极分别用于作为第一输出电压的正端和负端，所述第二输出滤波电容的正极和负极分别用于作为第二输出电压的正端和负端。
可选的，所述第一全控开关和所述第二全控开关的控制端分别用于通过各自对应的驱动电路与控制器连接，所述第一全控开关和所述第二全控开关互补导通。
可选的，所述第一开关为第一二极管，所述第二开关为第二二极管；
其中，所述第一二极管的阳极与所述第二全控开关的第一端连接，所述第一二极管的阴极与所述开关电容的正极和所述第二二极管的阳极连接，所述第二二极管的阴极与所述第二输出滤波电容的正极连接。
可选的，所述第一开关为第三全控开关，所述第二开关为第四全控开关；
其中，所述第三全控开关的第一端与所述第二全控开关的第一端连接，所述第三全控开关的第二端与所述开关电容的正极和所述第四全控开关的第一端连接，所述第四全控开关的第二端与所述第二输出滤波电容的正极连接。
可选的，所述第一全控开关和第三全控开关的控制端接收的控制信号相同，所述第二全控开关和第四全控开关的控制端接收的控制信号相同。
可选的，所述第一全控开关具体为第一NMOS管，所述第二全控开关具体为第二NMOS管；
其中，所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的栅极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的控制端，所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的漏极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第一端，所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的源极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第二端。
可选的，所述第一全控开关具体为第一PMOS管，所述第二全控开关具体为第二PMOS管；
其中，所述第一PMOS管和所述第二PMOS管的栅极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的控制端，所述第一PMOS管和所述第二PMOS管的源极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第一端，所述第一PMOS管和所述第二PMOS管的漏极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第二端。
可选的，所述第一全控开关具体为第一IGBT管，所述第二全控开关具体为第二IGBT管；
其中，所述第一IGBT管和所述第二IGBT管的门极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的控制端，所述第一IGBT管和所述第二IGBT管的集电极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第一端，所述第一IGBT管和所述第二IGBT管的发射极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第二端。
本发明所提供的一种直流变换电路，包括：半桥电路、耦合电感器、第一开关、第二开关、开关电容、第一输出滤波电容和第二输出滤波电容；其中，半桥电路包括第一全控开关和第二全控开关，第一开关的开关状态与第一全控开关的开关状态相同，第二开关的开关状态与第二全控开关的开关状态相同；第一开关的第一端与第二全控开关的第一端连接，第一开关的第二端与开关电容的正极和第二开关的第一端连接，第二开关的第二端与第二输出滤波电容的正极连接，第二全控开关的第二端与第一全控开关的第一端、耦合电感器的第二绕组的第一端和耦合电感器的第一绕组的第二端连接，第二绕组的第二端与开关电容的负极连接，第一全控开关的第二端与第二输出滤波电容的负极连接；第一输出滤波电容的正极和负极分别与第一绕组的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接，第二全控开关的第一端和第一全控开关的第二端分别用于与输入直流电源的正极和负极一对一连接；或第一输出滤波电容的正极和负极分别与第二全控开关的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接，第一绕组的第一端和第一全控开关的第二端分别用于与输入直流电源的正极和负极一对一连接；第一输出滤波电容的正极和负极分别用于作为第一输出电压的正端和负端，第二输出滤波电容的正极和负极分别用于作为第二输出电压的正端和负端；
可见，本发明中通过互补导通的第一全控开关和第二全控开关的占空比调节和耦合电感器的匝数比的设置，可以对电路输出的两路直流电的电压进行灵活调配，提高了电路的实用性；并且第一输出滤波电容的两种不同连接方式，可以使电路的电压转换关系对应变化，使得系统结构更加灵活，应用更加广泛。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例所提供的一种直流变换电路的结构示意图；
图2为本发明实施例所提供的另一种直流变换电路的结构示意图；
图3为本发明实施例所提供的另一种直流变换电路的结构示意图；
图4为图1所示直流变换电路的一种工作模式；
图5为图1所示直流变换电路的另一种工作模式；
图6为图1所示直流变换电路中的耦合电感电压的波形图；
图7为图1所示直流变换电路的仿真模型的结构示意图；
图8为图7所示直流变换电路的仿真模型的仿真结果展示图；
图9为图2所示直流变换电路的仿真模型的结构示意图；
图10为图9所示直流变换电路的仿真模型的仿真结果展示图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参考图1，图1为本发明实施例所提供的一种直流变换电路的结构示意图。该电路可以包括：半桥电路10、耦合电感器20、第一开关30(D1)、第二开关40(D2)、开关电容50(CS)、第一输出滤波电容60(C1)和第二输出滤波电容70(C2)；
其中，半桥电路10包括第一全控开关(S1)和第二全控开关(S2)，第一开关30的开关状态与第一全控开关的开关状态相同，第二开关40的开关状态与第二全控开关的开关状态相同；
第一开关30的第一端与第二全控开关的第一端连接，第一开关30的第二端与开关电容50的正极和第二开关40的第一端连接，第二开关40的第二端与第二输出滤波电容70的正极连接，第二全控开关的第二端与第一全控开关的第一端、耦合电感器20的第二绕组(N2)的第一端和耦合电感器20的第一绕组(N1)的第二端连接，第二绕组的第二端与开关电容50的负极连接，第一全控开关的第二端与第二输出滤波电容70的负极连接；
第一输出滤波电容60的正极和负极分别与第一绕组的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接，对应的，第二全控开关的第一端和第一全控开关的第二端分别用于与输入直流电源(VS)的正极和负极一对一连接；或者第一输出滤波电容60的正极和负极分别与第二全控开关的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接，对应的，第一绕组的第一端和第一全控开关的第二端分别用于与输入直流电源的正极和负极一对一连接；
第一输出滤波电容60的正极和负极分别用于作为第一输出电压(V1)的正端和负端，第二输出滤波电容70的正极和负极分别用于作为第二输出电压(V2)的正端和负端。
可以理解的是，本实施例所提供的直流变换电路可以在半桥电路10中的第一全控开关和第二全控开关互补导通的工作过程中，将输入直流电源的电压转换成两种对应幅值的直流电压(第一输出电压和第二输出电压)输出。对于本实施例中第一输出滤波电容60的具体连接位置，即输入直流电源的连接位置，可以由设计人员根据实用场景和用户需求自行设置，可以如图1所示，第一输出滤波电容60的正极和负极分别与第一绕组的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接，即第一输出滤波电容60的正极与第一绕组的第一端连接，第一输出滤波电容60的负极与第一全控开关的第二端连接，使输入直流电源的正极和负极可以分别与第二全控开关的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接；也可以如图2所示，第一输出滤波电容60(C1)的正极和负极分别与第二全控开关(S2)的第一端和第一全控开关(S1)的第二端一对一连接，即第一输出滤波电容60的正极与第二全控开关的第一端连接，第一输出滤波电容60的负极与第一全控开关的第二端连接，使输入直流电源(VS)的正极和负极可以分别与耦合电感器20的第一绕组(N1)的第一端和第一全控开关的第二端一对一连接。只要保证直流变换电路可以在工作过程中，将输入直流电源的电压转换成两种对应幅值的直流电压输出，本实施例对此不做任何限制。
对应的，本实施例所提供的电路还可以包括用于切换第一输出滤波电容60的连接位置的可控开关，如第一输出滤波电容60的负极与第一全控开关的第二端连接，第一输出滤波电容60的正极可以通过可控开关与第一绕组的第一端或第二全控开关的第一端连接，从而可以利用可控开关切换导通第一输出滤波电容60的正极与第一绕组的第一端或第二全控开关的第一端的连接，实现第一输出滤波电容60的连接位置切换，使本实施例所提供的电路结构更为灵活。
具体的，对于上述可控开关的具体结构，可以由设计人员自行设置，如可以设置为如中间继电器的继电器设备；也可以设置为双刀双掷开关，例如双刀双掷开关的第一输入端与第一输出滤波电容60的正极连接，双刀双掷开关的第一输出端和第二输出端分别与第一绕组的第一端和第二全控开关的第一端一对一连接，双刀双掷开关的第二输入端用于与输入直流电源的正极连接，双刀双掷开关的第三输出端和第四输出端分别与第二全控开关的第一端和第一绕组的第一端一对一连接；用于导通第一输出滤波电容60的正极与第一绕组的第一端的连接和输入直流电源的正极与第二全控开关的第一端的连接，或导通第一输出滤波电容60的正极与第二全控开关的第一端的连接和输入直流电源的正极与第一绕组的第一端的连接。本实施例对此不做任何限制。
其中，本实施例中的第一开关30可以为在第一全控开关和第二全控开关互补导通的工作过程中，开关状态与第一全控开关的开关状态相同的设备，即在电路工作过程中，第一全控开关导通时第一开关30导通，第一全控开关关断时第一开关30关断；本实施例中的第二开关40可以为在第一全控开关和第二全控开关互补导通的工作过程中，开关状态与第二全控开关的开关状态相同的设备，即在电路工作过程中，第二全控开关导通时第二开关40导通，第二全控开关关断时第二开关40关断。
对应的，对于第一开关30和第二开关40的具体设备类型，可以由设计人员根据实用场景和用户需求自行设置，可以如图1所示，将第一开关30和第二开关40均设置为二极管(第一二极管D1和第二二极管D2)；即第一二极管(第一开关30)的阳极与第二全控开关的第一端连接，第一二极管的阴极与开关电容50的正极和第二二极管(第二开关40)的阳极连接，第二二极管的阴极与第二输出滤波电容70的正极连接；也就是说，当第一全控开关导通且第二全控开关关断时，第一二极管导通，第二二极管截止；当第一全控开关关断且第二全控开关开通时，第一二极管截止，第二二极管导通。也可以如图3所示，将第一开关30和第二开关40均设置为全控开关(第三全控开关S3和第三全控开关S4)；即第三全控开关的第一端与第二全控开关(S2)的第一端连接，第三全控开关的第二端与开关电容50(CS)的正极和第四全控开关的第一端连接，第四全控开关的第二端与第二输出滤波电容70(C2)的正极连接；也就是说，当第一全控开关导通且第二全控开关关断时，第三全控开关导通，第四全控开关关断；当第一全控开关关断且第二全控开关开通时，第三全控开关关断，第四全控开关导通。只要在第一全控开关和第二全控开关互补导通过程中，第一开关30和第二开关40的通断分别与第一全控开关和第二全控开关的通断相对应，本实施例对此不做任何限制。
具体的，对于本实施例中的全控开关(如图1中S1和S2或图3中S1-S4)的控制端具体连接方式，可以由设计人员自行设置，如每个全控开关的控制端分别通过各自对应的驱动电路与控制器连接，接收各自对应的控制信号输出端输出的控制信号。只要第一全控开关和第二全控开关的控制端可以接收各自对应的控制信号，实现互补导通，本实施例对此不做任何限制。对应的，第三全控开关选用与第一全控开关相同型号的全控开关时，第一全控开关和第三全控开关的控制端接收的控制信号可以相同，如第三全控开关的控制端与第一全控开关的控制端与控制器的同一控制信号输出端连接，接收同一控制信号；第四全控开关选用与第二全控开关相同型号的全控开关时，第二全控开关和第四全控开关的控制端接收的控制信号可以相同，如第四全控开关的控制端与第二全控开关的控制端与控制器的同一控制信号输出端连接，接收同一控制信号。
同样的，对于本实施例中的全控开关(如图1中S1和S2或图3中S1-S4)的具体类型型号，可以由设计人员自行设置，如全控开关可以均为NMOS管(N沟道电力场效应晶体管)，即NMOS管的栅极作为全控开关的控制端，NMOS管的漏极作为全控开关的第一端，NMOS管的源极作为全控开关的第二端；也就是说，图1中第一全控开关可以具体为第一NMOS管，第二全控开关可以具体为第二NMOS管，第一NMOS管和第二NMOS管的栅极分别作为第一全控开关和第二全控开关的控制端，第一NMOS管和第二NMOS管的漏极分别作为第一全控开关和第二全控开关的第一端，第一NMOS管和第二NMOS管的源极分别作为第一全控开关和第二全控开关的第二端。
全控开关也可以均为PMOS管(P沟道电力场效应晶体管)，PMOS管的栅极作为全控开关的控制端，PMOS管的源极作为全控开关的第一端，PMOS管的漏极作为全控开关的第二端；也就是说，图1中第一全控开关可以具体为第一PMOS管，第二全控开关可以具体为第二PMOS管，第一PMOS管和第二PMOS管的栅极分别作为第一全控开关和第二全控开关的控制端，第一PMOS管和第二PMOS管的源极分别作为第一全控开关和第二全控开关的第一端，第一PMOS管和第二PMOS管的漏极分别作为第一全控开关和第二全控开关的第二端。
全控开关还可以均为IGBT管(绝缘栅双极型晶体管)，IGBT管的门极作为全控开关的控制端，IGBT管的集电极作为全控开关的第一端，IGBT管的发射极作为全控开关的第二端；也就是说，图1中第一全控开关具体为第一IGBT管，第二全控开关具体为第二IGBT管，第一IGBT管和第二IGBT管的门极分别作为第一全控开关和第二全控开关的控制端，第一IGBT管和第二IGBT管的集电极分别作为第一全控开关和第二全控开关的第一端，第一IGBT管和第二IGBT管的发射极分别作为第一全控开关和第二全控开关的第二端。
需要说明的是，对于本实施例所提供的各电路元器件的具体型号设置，如包含第一绕组、第二绕组和磁芯的耦合电感器20的匝数比设置和开关电容50、第一输出滤波电容60和第二输出滤波电容70的具体电容器设置，可以由设计人员自行设置，本实施例对此不做任何限制。
具体的，以图1所示的直流变换电路的工作过程为例，如图4所示，当第一全控开关(S1)开通且第二全控开关(S2)关断时，第一二极管(D1)导通，第一二极管(D2)截止；第一输出滤波电容60(C1)的电压通过第一全控开关施加到耦合电感器20的第一绕组(N1)上并在第二绕组(N2)上产生相应的感应电压，该感应电压通过第一全控开关与输入直流电压源(VS)串联后再通过第一二极管为开关电容50(CS)充电。
如图5所示，当第一全控开关(S1)关断且第二全控开关(S2)开通时，第一二极管(D1)截止，第一二极管(D2)导通；第一输出滤波电容60(C1)与输入直流电压源(VS)反向串联后通过第二全控开关将电压差施加到耦合电感器20的第一绕组(N1)上并在第二绕组(N2)上产生相应的感应电压，该感应电压和开关电容50(CS)与输入直流电源通过第二全控开关串联后再经过第二二极管给第二输出滤波电容70(C2)充电。
如图6所示，图4和图5中的两种状态高频交替运行，当第一全控开关开通且第二全控开关关断时，耦合电感器20的第一绕组上的电压为V1；当第一全控开关关断且第二全控开关开通时，耦合电感器20的第一绕组上的电压为V1-VS；由于耦合电感器20的第一绕组两端电压必须满足伏秒平衡，使得第一输出电压为V1＝(1-d)VS，其中d为第一全控开关的导通占空比，VS为输入直流电源的电压；开关电容50的电压VC＝(1+n-dn)VS，其中n＝N2/N1为耦合电感器20的第二绕组与第一绕组的匝数比；第二输出电压为V2＝(2+n)VS。图6中，d为第一全控开关的导通占空比，T为第一全控开关(S1)和第二全控开关(S2)的开关周期，VGS1为第一全控开关(S1)的控制信号，VGS2为第二全控开关(S2)的控制信号，VN1为耦合电感器20的第一绕组两端电压，VN2为耦合电感器20的第一绕组两端电压，n为耦合电感器20的第二绕组与第一绕组的匝数比。
对应的，图2所示的直流变换电路在第一全控开关和第二全控开关高频运行工作过程中，耦合电感器20的第一绕组两端电压满足伏秒平衡，最终的结果可以为：第一输出电压为V1＝VS/(1-d)，其中d为第一全控开关的导通占空比，VS为输入直流电源的电压；开关电容50的电压VC＝(1+dn)VS/(1-d)，其中n＝N2/N1为耦合电感器20的第二绕组与第一绕组的匝数比；第二输出电压为V2＝(2+n)VS/(1-d)。
具体的，当图1所示的直流变换电路的仿真参数设置为图7所示且占空比(d)设置为0.5时，图8给出了第一输出电压(V1)、第二输出电压(V2)和开关电容50电压(VC)的仿真结果波形。仿真结果与理论值V1＝50V、V2＝400V和VC＝200V非常接近，可见该电路是实际可行的。
当图2所示的直流变换电路的仿真参数设置为图9所示且占空比(d)设置为0.5时，图10给出了第一输出电压(V1)、第二输出电压(V2)和开关电容50电压(VC)的仿真结果波形。仿真结果与理论值V1＝100V、V2＝400V和VC＝200V非常接近。可见该电路是实际可行的。
本实施例中，本发明实施例通过互补导通的第一全控开关和第二全控开关的占空比调节和耦合电感器20的匝数比的设置，可以对电路输出的两路直流电的电压进行灵活调配，提高了电路的实用性；并且第一输出滤波电容60的两种不同连接方式，可以使电路的电压转换关系对应变化，使得系统结构更加灵活，应用更加广泛。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上对本发明所提供的一种直流变换电路进行了详细介绍。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

Claims (10)

1.一种直流变换电路，其特征在于，包括：半桥电路、耦合电感器、第一开关、第二开关、开关电容、第一输出滤波电容和第二输出滤波电容；
其中，所述半桥电路包括第一全控开关和第二全控开关，所述第一开关的开关状态与所述第一全控开关的开关状态相同，所述第二开关的开关状态与所述第二全控开关的开关状态相同；
所述第一开关的第一端与所述第二全控开关的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述开关电容的正极和所述第二开关的第一端连接，所述第二开关的第二端与所述第二输出滤波电容的正极连接，所述第二全控开关的第二端与所述第一全控开关的第一端、所述耦合电感器的第二绕组的第一端和所述耦合电感器的第一绕组的第二端连接，所述第二绕组的第二端与所述开关电容的负极连接，所述第一全控开关的第二端与所述第二输出滤波电容的负极连接；
所述第一输出滤波电容的正极和负极分别与所述第一绕组的第一端和所述第一全控开关的第二端一对一连接，所述第二全控开关的第一端和所述第一全控开关的第二端分别用于与输入直流电源的正极和负极一对一连接；或所述第一输出滤波电容的正极和负极分别与所述第二全控开关的第一端和所述第一全控开关的第二端一对一连接，所述第一绕组的第一端和所述第一全控开关的第二端分别用于与输入直流电源的正极和负极一对一连接；
所述第一输出滤波电容的正极和负极分别用于作为第一输出电压的正端和负端，所述第二输出滤波电容的正极和负极分别用于作为第二输出电压的正端和负端。
2.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述第一全控开关和所述第二全控开关的控制端分别用于通过各自对应的驱动电路与控制器连接，所述第一全控开关和所述第二全控开关互补导通。
3.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述第一开关为第一二极管，所述第二开关为第二二极管；
其中，所述第一二极管的阳极与所述第二全控开关的第一端连接，所述第一二极管的阴极与所述开关电容的正极和所述第二二极管的阳极连接，所述第二二极管的阴极与所述第二输出滤波电容的正极连接。
4.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述第一开关为第三全控开关，所述第二开关为第四全控开关；
其中，所述第三全控开关的第一端与所述第二全控开关的第一端连接，所述第三全控开关的第二端与所述开关电容的正极和所述第四全控开关的第一端连接，所述第四全控开关的第二端与所述第二输出滤波电容的正极连接。
5.根据权利要求4所述的直流变换电路，其特征在于，所述第一全控开关和第三全控开关的控制端接收的控制信号相同，所述第二全控开关和第四全控开关的控制端接收的控制信号相同。
6.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述第一全控开关具体为第一NMOS管，所述第二全控开关具体为第二NMOS管；
其中，所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的栅极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的控制端，所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的漏极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第一端，所述第一NMOS管和所述第二NMOS管的源极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第二端。
7.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述第一全控开关具体为第一PMOS管，所述第二全控开关具体为第二PMOS管；
其中，所述第一PMOS管和所述第二PMOS管的栅极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的控制端，所述第一PMOS管和所述第二PMOS管的源极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第一端，所述第一PMOS管和所述第二PMOS管的漏极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第二端。
8.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述第一全控开关具体为第一IGBT管，所述第二全控开关具体为第二IGBT管；
其中，所述第一IGBT管和所述第二IGBT管的门极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的控制端，所述第一IGBT管和所述第二IGBT管的集电极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第一端，所述第一IGBT管和所述第二IGBT管的发射极分别作为所述第一全控开关和所述第二全控开关的第二端。
9.根据权利要求1至8任一项所述的直流变换电路，其特征在于，还包括：可控开关，用于导通所述第一输出滤波电容的正极与所述第一绕组的第一端的连接，或导通所述第一输出滤波电容的正极与所述第二全控开关的第一端的连接；其中，所述第一输出滤波电容的负极与所述第一全控开关的第二端连接。
10.根据权利要求9所述的直流变换电路，其特征在于，所述可控开关具体为双刀双掷开关；
其中，所述双刀双掷开关的第一输入端与所述第一输出滤波电容的正极连接，所述双刀双掷开关的第一输出端和第二输出端分别与所述第一绕组的第一端和所述第二全控开关的第一端一对一连接，所述双刀双掷开关的第二输入端用于与输入直流电源的正极连接，所述双刀双掷开关的第三输出端和第四输出端分别与所述第二全控开关的第一端和所述第一绕组的第一端一对一连接；用于导通所述第一输出滤波电容的正极与所述第一绕组的第一端的连接和所述输入直流电源的正极与所述第二全控开关的第一端的连接，或导通所述第一输出滤波电容的正极与所述第二全控开关的第一端的连接和所述输入直流电源的正极与所述第一绕组的第一端的连接。
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Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6522113B1 (en) * 2001-12-06 2003-02-18 Texas Instruments Incorporated Synchronous coupled inductor switching regulator with improved output regulation
US20040004465A1 (en) * 2002-07-08 2004-01-08 Cogency Semiconductor Inc. Dual-output direct current voltage converter
CN104868725A (zh) * 2015-04-09 2015-08-26 南京航空航天大学 一种升压型非隔离三端口直流变换器及其控制方法
CN105322787A (zh) * 2014-08-01 2016-02-10 通用电气公司 三端口dc-dc变换器
CN107040134A (zh) * 2017-05-05 2017-08-11 广东工业大学 一种双输出直流变换电路
US20180145608A1 (en) * 2016-11-21 2018-05-24 Tdk Corporation Power conversion apparatus
CN108809091A (zh) * 2018-06-19 2018-11-13 四川大学 一种单开关降压式多路恒流输出开关变换器
CN109327139A (zh) * 2018-11-13 2019-02-12 广州金升阳科技有限公司 一种升降压电路
CN109617411A (zh) * 2019-01-07 2019-04-12 西安交通大学 一种交错非隔离型开关电容网络高增益直流变换器

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6522113B1 (en) * 2001-12-06 2003-02-18 Texas Instruments Incorporated Synchronous coupled inductor switching regulator with improved output regulation
US20040004465A1 (en) * 2002-07-08 2004-01-08 Cogency Semiconductor Inc. Dual-output direct current voltage converter
CN105322787A (zh) * 2014-08-01 2016-02-10 通用电气公司 三端口dc-dc变换器
CN104868725A (zh) * 2015-04-09 2015-08-26 南京航空航天大学 一种升压型非隔离三端口直流变换器及其控制方法
US20180145608A1 (en) * 2016-11-21 2018-05-24 Tdk Corporation Power conversion apparatus
CN107040134A (zh) * 2017-05-05 2017-08-11 广东工业大学 一种双输出直流变换电路
CN108809091A (zh) * 2018-06-19 2018-11-13 四川大学 一种单开关降压式多路恒流输出开关变换器
CN109327139A (zh) * 2018-11-13 2019-02-12 广州金升阳科技有限公司 一种升降压电路
CN109617411A (zh) * 2019-01-07 2019-04-12 西安交通大学 一种交错非隔离型开关电容网络高增益直流变换器

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