CN110063000B - 直流电压转换器及其运行方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种直流电压转换器(1)及其运行方法。直流电压转换器(1)包括逆变器(3)、变压器(5)、整流器(7)、钳位组件(9)和控制单元(11)。逆变器(3)具有连接成逆变器全桥的四个初级半导体开关(Q1至Q4)，用于将输入直流电压(Uin)转换成交流电压。变压器(5)具有布置在逆变器全桥的桥支路中的初级绕组(15)。整流器(7)与变压器(5)的次级绕组(17)连接，并设计成用于对变压器(5)的次级电压进行整流。钳位组件(9)具有附加半导体开关(Q9)和与附加半导体开关(Q9)串联连接的钳位电容器(C1)。在钳位组件(9)上施加有变压器(5)的整流次级电压(U2)。控制单元(11)设计用于驱控初级半导体开关(Q1至Q4)和附加半导体开关(Q9)。

Description

直流电压转换器及其运行方法
技术领域
本发明涉及一种直流电压转换器，其被设计为所谓的相移全桥转换器，也就是设计为具有相位调制驱控的全桥推挽式转换器。
背景技术
这种直流电压转换器具有：连接成全桥的四个开关半导体开关，用于将输入直流电压转换为交流电压；变压器，在变压器的初级侧施加有交流电压；以及用于对变压器的次级电压进行整流的整流器。由逆变器产生的交流电压交替地在第一主动阶段期间具有上电压电平并在第二主动阶段期间具有下电压电平。在两个相邻的主动阶段之间，变压器在空程阶段中运行，在该空程阶段中变压器在初级侧短路。
除了已知的优点，特别是零电压切换之外，这种类型的直流电压转换器也具有缺点。例如，在空程阶段期间，空程电流在初级侧流动，该空程电流应实现零电压切换。对于实现零电压切换来说所需的空程电流量取决于输入直流电流。然而，最终设定的空程电流量取决于负载电流。因此，根据输入直流电流和负载电流可以设定空程电流，该空程电流量远大于对于实现零电压切换来说所需的电流量。由此，初级侧的有效电流变得非常大，这可能导致相当大的传导损耗。同时，可以调整不足的空程电流，以实现零电压切换，这可能导致显著的开关损耗。此外，变压器的漏电感和整流器的寄生电容在次级侧导致一种振荡系统。由此，由整流器中的返回电流产生振荡，其振幅根据直流电压转换器的设计而远高于变换的初级电压，并且可以在整个主动阶段上保持。
US 2015/0214847 A1公开了一种直流电压转换器，其中，在切换电路的直流端子之间连接有平滑电容器和电压钳位电路。电压钳位电路具有开关装置和钳位电容器。
DE 10 2015 012 343 A1公开了一种机动车辆的直流电压转换装置，其设计用于，将由机动车辆的电源提供的输入直流电压转换成用于机动车辆的车载电网的预定输出直流电压。直流电压转换器为了提高和/或平滑输入直流电压而具有阻抗源，其具有两个线圈和两个电容器。
EP 2 258 218 A2公开了一种直流电源，其具有在变压器的次级侧上的谐振电路，用于在形成整流电路的二极管的功率恢复期间抑制浪涌电压。
US 6 388 896 B1公开了一种直流电压转换器，其具有布置在公共磁芯上的输入电感绕组、中间电感绕组和输出电感绕组。
发明内容
本发明的目的是提供一种改进的直流电压转换器，其被设计为相移全桥转换器，以及其运行方法。
根据本发明的直流电压转换器包括：逆变器、变压器、整流器、钳位组件和控制单元。逆变器具有连接成逆变器全桥的四个初级半导体开关，用于将输入直流电压转换为交流电压。变压器具有初级绕组和次级绕组，该初级绕组布置在逆变器全桥的桥支路中。整流器与次级绕组连接，并设计用于对变压器的次级电压进行整流。钳位组件具有附加半导体开关和与附加半导体开关串联连接的钳位电容器。在钳位组件上施加有变压器的经过整流的次级电压。控制单元设计用于驱控初级半导体开关和附加半导体开关。
表述：“变压器具有在逆变器全桥的桥支路中布置的初级绕组和次级绕组”在此应理解为，变压器具有至少一个这样的初级绕组和至少一个次级绕组，也就是说，该表述并不排除该变压器具有多于一个这样的初级绕组和多于一个的次级绕组。因此，在下文中，与初级绕组和次级绕组相关的措辞涉及变压器的每个这样的初级绕组和每个次级绕组。
因此，根据本发明的直流电压转换器被设计为所谓的相移全桥转换器，其在变压器的次级侧上具有钳位组件。钳位组件一方面实现了调整初级电流，该初级电流在空程阶段期间作为穿过变压器的初级绕组的初级空程电流，并且另一方面实现对次级电压的锁定。
在此利用了，当在每个空程阶段开始之后关断钳位组件的附加半导体开关以及在每个主动阶段开始之后接通附加半导体开关时，初级空程电流可以被钳位组件影响。在此，初级空程电流的高低主要取决于在空程阶段开始之后关断附加半导体开关的时间点。因此，经由该时间点可以调整初级空程电流，以有利地降低由初级空程电流引起的、初级半导体开关和初级绕组的传导损耗，并提高直流电压转换器的效率。通过借助于钳位组件锁定次级电压，可以进一步有利地显著减弱或避免次级电压的振荡，由此可以优化整流器的结构，因为其部件不必针对具有大幅值的次级电压的振荡来设计。
直流电压转换器的一个实施例提出，整流器具有四个次级半导体开关，它们连接成整流器全桥并可由控制单元驱控，变压器的次级绕组布置在整流器全桥的桥支路中，并且钳位组件与整流器全桥并联连接。因此，直流电压转换器的该实施例提供了能由次级半导体开关控制的有源整流器。整流器作为有源整流器的设计有利地实现了对直流电压转换器的功率和效率的优化，这是通过对次级半导体开关的适当控制实现的。
直流电压转换器的另一设计方案提出，整流器在输出侧具有LC滤波器，其带有扼流圈和滤波电容器。LC滤波器有利地实现了对变压器的经过整流的次级电压的平滑，以获得直流电压转换器的尽可能恒定的输出电压。
直流电压转换器的另一设计方案提出，每个初级半导体开关和/或每个次级半导体开关和/或附加半导体开关设计为场效应晶体管，例如设计为MOSFET(＝金属氧化物半导体场效应晶体管)。例如，相对于使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)，场效应晶体管的使用具有相对低的开关损耗的优点，特别是当半导体开关被关断时。
本发明提出，变压器是气隙变压器。与无气隙的变压器相比，气隙变压器实现了对于初级半导体开关控制中的不对称性的更高的容差。这种不对称性在全桥转换器中会导致变压器的初级电压接收直流分量。如果直流分量足够大，那么变压器可能会饱和，这是必须要避免的。在气隙变压器的情况中，饱和电流远高于无气隙的变压器。因此，为了使变压器饱和，气隙变压器中的初级电流必须具有比无气隙的变压器大得多的直流分量。然而，该直流分量受到气隙变压器本身的欧姆电阻、电路板上的印刷导体和初级半导体开关的阻碍。因此，与具有无气隙的变压器的直流电压转换器相比，具有气隙变压器的直流电压转换器对初级半导体开关的驱动中的不对称性具有更高的容差。然而，在没有钳位组件的情况下，气隙变压器的使用将具有严重的缺点，即气隙变压器相对于无气隙的类似变压器具有较高的磁化电流，相对于无气隙的变压器的情况，有更大的初级电流永久地流过该磁化电流。但是，由于可以通过钳位组件设定空程电流，因此在空程阶段中消除了该缺点，并且甚至可以在次级侧减小空程电流的有效值。另外，与钳位组件有关地得到更好的电流特性，因此即使在主动阶段中，初级电流的有效值也不会上升并且甚至可以降低。因此，使用气隙变压器的优点仅在于钳位组件。
在根据本发明的用于运行根据本发明的直流电压转换器的方法中，由逆变器产生交流电压，该交流电压交替地在第一主动阶段期间具有上电压电平并且在第二主动阶段期间具有下电压电平，并且在每两个相邻的主动阶段之间变压器在空程阶段中运行，在该空程阶段中初级绕组被短路。在每个空程阶段开始之后，由附加半导体开关关断钳位组件，并在每个主动阶段开始之后附加半导体开关接通钳位组件。
如上已经实施的，在每个主动阶段开始之后接通钳位组件并在每个空程阶段开始之后关断钳位组件，能够在空程阶段期间影响初级空程电流，从而减少由初级空程电流引起的初级半导体开关和初级绕组的传导损耗。
此外，即使在部分负载范围内也可以进行零电压切换，在该部分负载范围内传统的相移全桥变换器不再能够实现零电压切换。由此实现的是，初级空程电流也可以被设定大于主动阶段中的初级电流。因此，最重要的是，可以获得直流电压转换器的良好EMV特性(EMV＝电磁兼容性)，因为还可以避免硬切换边缘(Schaltflanke)。
此外，通过利用钳位组件锁定次级电压，可以显著减弱或避免次级电压的振荡。
该方法进一步提出，用于在空程阶段开始之后关闭钳位组件的关断延迟持续时间被用作为调节初级电流的控制参量，在空程阶段期间，初级电流作为初级空程电流流过变压器的初级绕组，并且通过关断延迟持续时间将触及电流调节到额定值，其中，初级空程电流的额定值根据直流电压转换器的输入直流电压和/或输出电流来确定。该方法的该实施例利用了主空程电流的高低主要取决于在空程阶段开始之后关断钳位组件的时间点，因为此时间点(在小的、有意义的窗口内)越晚，初级空程电流就越小。因此，关断延迟持续时间适合作为用于将初级空程电流调节到额定值的控制变量。
该方法的另一设计方案提出，在主动阶段的开始之后，在一时间点接通钳位组件，在该时间点变压器的经过整流的次级电压已经在该主动阶段达到。由此有利地设定了锁定次级电压的时间点，以抑制经过整流的次级电压的振荡。一旦整流的次级电压达到其最终值，电流就经由附加半导体开关流入钳位电容器。这正是否则将激励整流的次级电压的振荡的电流。因此避免或大大减弱了振荡。通过接通钳位组件，钳位电容器可以反馈先前吸收的能量并将其传送到直流电压转换器的输出端。越早地通过附加半导体开关来接通钳位组件，损耗则变得越小。然而，如果过早地接通钳位组件，那么整流器上的钳位电容器将被短路并破坏整流器的部件，例如在有源整流器的情况中的次级半导体开关。
该方法的另一设计方案提出，在整流器具有连接成整流器全桥的、能由控制单元驱控的四个次级半导体开关，并且变压器的次级绕组布置在整流器全桥的桥支路中时，整流器在每个主动阶段开始之后以主动切换延迟持续时间进行延迟后主动地被切换。主动切换延迟持续时间小于或等于在相应的主动阶段开始之后的次级侧换向过程的换向时间。
主动切换延迟持续时间例如根据以下参数中的至少一个确定：
-输入直流电压，
-变压器的主电感，
-变压器的初级漏电感，
-变压器的次级漏电感，
-之前的主动阶段的持续时间，
-直流电压转换器在主动阶段开始的时间点的输出电流，
-在主动阶段开始的时间点的通过初级绕组的初级电流。
此外，例如，设置被动切换延迟持续时间，并且整流器在每次关断钳位组件之后以被动切换延迟持续时间进行延迟后被动地被切换。
因此，该方法的前述设计方案涉及具有主动整流器的直流电压转换器的设计。整流器的主动切换被理解为次级半导体开关的一种开关状态，在其中具有限定极性的变压器的次级电压被施加到整流器的输出端。整流器的被动切换应理解为次级半导体开关的一种开关状态，其中所有次级半导体开关都接通，使得整流器全桥的桥支路被短路。通过在相应的主动阶段开始之后延迟整流器的主动切换，有利地避免了传导损耗，该传导损耗在整流器的过早的主动切换的情况中通过流过次级半导体开关的体二极管的电流产生。由于在次级侧换向过程结束时或在次级侧换向过程结束之前主动切换整流器，在此有利地考虑，在换向过程结束之后的主动切换对应于变压器的次级侧短路，并且这将导致高电流和由此引起的损耗。特别优选地，整流器因此在换向过程结束前不久被主动切换。由于换向过程的持续时间取决于所提到的参数，因此优选地根据这些参数来确定主动切换延迟持续时间。被动切换延迟持续时间与直流电压转换器的效率相关性相对较小，因此可以固定地预设和固定地设定。
附图说明
结合下面结合附图详细描述的实施例的描述，本发明的上述特征，特点和优点以及它们将实现的方式将变得更清楚和清晰易懂。在此示出：
图1示出了直流电压转换器的电路图；
图2示出了直流电压转换器的变压器的等效电路图；
图3示出了直流电压转换器的整流次级电压、初级电流和半导体开关的开关状态的相互对应的时间曲线；
图4示出了具有无气隙的变压器的直流电压转换器的实施例中的初级电压、初级电流、磁化电流和变换的次级电流的时间曲线；以及
图5示出了具有带气隙的变压器的直流电压转换器的实施例中的初级电压、初级电流、磁化电流和变换的次级电流的时间曲线。
在所有附图中，相应的部件用相同的附图标记表示。
具体实施方式
图1示出了直流电压转换器1的电路图。直流电压转换器1具有逆变器3、变压器5、整流器7、钳位组件9和控制单元11。
逆变器3具有连接成逆变器全桥的四个初级半导体开关Q1至Q4，用于将输入直流电流Uin转换成交流电压。
整流器7具有共同连接成整流器全桥的四个次级半导体开关Q5至Q8，用于对变压器5的次级电压进行整流，并且在输出侧具有带有扼流圈L和滤波电容器C2的LC滤波器13。有扼流圈电流IL流过扼流圈L。在输出侧，整流器7输出一输出电流Iout。
变压器5具有初级绕组15和次级绕组17。初级绕组15布置在逆变器全桥的桥支路中。次级绕组17布置在整流器全桥的桥支路中。有初级电流ITR，1流过初级绕组15。有次级电流ITR，2流过次级绕组17。在初级绕组15上施加有初级电压UTR。
钳位组件9以并联于整流器全桥的方式连接到整流器全桥和LC滤波器13之间，并且具有附加半导体开关Q9和串联连接的钳位电容器C1。在钳位组件9上施加有变压器5的经过整流的次级电压U2。
每个半导体开关Q1至Q9都设计为场效应晶体管，更准确地说，是常阻隔n沟道MOSFET(＝金属氧化物半导体场效应晶体管)。逆变器全桥的每个半桥都具有一个第一初级半导体开关Q1、Q3和一个第二初级半导体开关Q2、Q4，该第一初级半导体开关的源极连接到逆变器全桥的桥支路，该第二初级半导体开关的漏极连接到逆变器全桥的桥支路。整流器全桥的每个半桥具有一个第一次级半导体开关Q5、Q7以及一个第二次级半导体开关Q6、Q8，该第一次级半导体开关的源极连接到整流器全桥的桥支路，该第二次级半导体开关的漏极连接到整流器全桥的桥支路。附加半导体开关Q9的源极连接到两个第一次级半导体开关Q5、Q7的漏极，附加半导体开关Q9的漏极连接到钳位电容器C1。
控制单元11设计用于驱控半导体开关Q1至Q9。为了清楚起见，控制单元11与半导体开关Q1至Q9的连接仅在图1中示意性地示出，其中，对于每个半导体开关Q1至Q9仅示出了控制单元11与半导体开关Q1至Q9的栅极的连接。
在图1中，还示出了负载R，在负载R上施加有整流器7的输出电压Uout。
图2示出了直流电压转换器1的变压器5的等效电路图。其中R1表示变压器5的初级欧姆电阻，Lσ1表示变压器5的初级漏电感，Ih表示变压器5的磁化电流，Lh表示变压器5的主电感，Rfe表示变压器的铁损电阻，I'TR，2表示变压器5的变换的次级电流，L'σ2表示变压器5的变换的次级电感，R'2表示变压器5的变换的次级欧姆电阻。变换的量I'TR，2，L'σ2和R'2是变压器5的次级绕组17在初级绕组15上换算的相应量。
图3示出了运行直流电压转换器1的根据本发明的方法，其借助于经过整流的次级电压U2、初级电流ITR，1和半导体开关Q1至Q9的开关状态S1至S9在时间t上的相应曲线，其中，Sn表示Qn的开关状态。(n＝1，...，9)，值1表示相应的半导体开关Q1至Q9的接通状态，值0表示相应的半导体开关Q1至Q9的关断状态。
驱控初级半导体开关Q1至Q4，使得由逆变器3产生如下的交流电压，该交流电压交替地在第一主动阶段T1期间具有上电压电平而在第二主动阶段T2期间具有下电压电平。在每两个相邻的主动阶段T1、T2之间，变压器5在空程阶段T3中运行，在其中初级绕组15被短路，也就是说，在该空程阶段中，初级绕组15的两端通过初级半导体开关Q1至Q4被置于相同的电位。
在每个第一主动阶段T1中，通过关断逆变器全桥的第一半桥的第二初级半导体开关Q2并接通第一初级半导体开关Q1进行切换。在每个第二主动阶段T2中，通过关断逆变器全桥的第一半桥的第一初级半导体开关Q1并接通第二初级半导体开关Q2进行切换。在逆变器全桥的第一半桥的初级半导体开关Q1、Q2的关断与相应的另一个初级半导体开关Q1、Q2的接通之间存在第一死区时间T4。
在每个空程阶段T3中，通过关断逆变器全桥的第二半桥的初级半导体开关Q3、Q4并接通另一个初级半导体开关Q3、Q4进行切换。在逆变器全桥的第二半桥的初级半导体开关Q3、Q4的关断与相应的另一个初级半导体开关Q3、Q4的接通之间存在第二死区时间T5。
在每个空程阶段T3开始之后，钳位组件9由附加半导体开关Q9关断，并且在每个主动阶段T1、T2开始之后接通。
驱控次级半导体开关Q5至Q8，使得在每个主动阶段T1、T2开始之后主动地切换整流器7，并且在每次关断钳位组件9之后被动地切换整流器。在整流器7的被动切换中，整流器全桥的所有半导体开关Q5至Q8都被接通。相反地，在整流器7的主动切换中，整流器全桥的一个半桥的第一半导体开关Q5、Q7和相应另一半桥的第二半导体开关Q6、Q8被关断。
在每个主动阶段T1、T2的开始和整流器7的主动切换之间，设置主动切换延迟持续时间T6。主动切换延迟持续时间T6被确定为，使得在相应的主动阶段T1、T2开始之后次级半导体开关Q5至Q8的换向过程完全或几乎完成的时间点主动切换整流器7。这有利地防止了整流器7在换向过程结束之后的主动切换，该主动切换对应于变压器5的次级侧短路并且将导致高电流和由此引起的损耗。通过尽可能在换向过程的结束之前马上主动切换整流器7，避免了传导损耗，该传导损耗在过早地主动切换整流器7的情况中可能会通过电流流过次级半导体开关Q5至Q8的体二极管引起。
通过以下等式可以很好地计算换向过程的换向时间：
Figure GDA0002065967810000121
其中，a是变压器5的转换比，IL(t0)是在每个主动阶段T1、T2的开始时间点t0时的扼流圈电流IL，ITR，1(t0)是时间点t0处的初级电流ITR，1，并且ton是之前的主动阶段T1、T2的持续时间。
因此，等式[1]优选地用于确定主动切换延迟持续时间T6，其中，主动切换延迟持续时间T6优选地通过从用等式[1]计算的换向时间Δt中减去可预定的安全持续时间来形成。从使用等式[1]计算的换向持续时间减去安全持续时间，有利地考虑到等式[1]仅提供换向持续时间的近似值并且电感值和电流的测量值具有容差。
等式[1]例如被导入一算法中，利用该算法通过控制单元11连续地重新计算换向持续时间并由此确定主动切换延迟持续时间T6。这有利地实现了在换向过程期间对次级半导体开关Q5至Q8直到换向过程结束之前不久的完全控制，从而避免传导损耗，该传导损耗同样是由流过次级半导体开关Q5至Q8的体二极管的电流所引起。
在每个空程阶段T3的开始与钳位组件9的关断之间，设置有关断延迟持续时间T7。关断延迟持续时间T7用作调节初级电流ITR，1的控制参量，该初级电流在空程阶段T3期间作为初级空程电流流过变压器5的初级绕组15，并且由关断延迟持续时间T7调节到额定值。在此利用了，钳位组件9可以影响初级空程电流，其中，关断延迟持续时间T7对初级空程电流的高低具有显著影响，因为关断延迟持续时间T7越大，初级空程电流越小。在此例如，根据输入直流电压Uin和/或输出电流Iout来确定主空程电流的额定值，以便减小由初级空程电流引起的初级半导体开关Q1至Q4的传导损耗并且优化直流电压转换器1的效率。为了设定关断延迟持续时间T7，例如，使用具有高分辨率脉冲宽度调制模块的微控制器。
除了调节初级空程电流之外，钳位组件9还能够锁定次级电压(所谓的主动锁定)。通过在主动阶段T1、T2中接通附加半导体开关Q9，钳位电容器C1从变压器5的漏电感中接收“过剩能量”，并在主动阶段T1、T2的后半部分将其反馈。由此，有利地减弱或避免了次级电压的振荡。在此，次级电压的锁定几乎是无损的，因为能量不会转换成热量，而是被再次反馈。只有附加半导体开关Q9的传导损耗和开关损耗以及钳位电容器C1中的低损耗。因此，与没有钳位组件的直流电压转换器1相比，可以在整流器7中有利地使用次级半导体开关Q5至Q8，其具有明显更小的反向电压并因此使用更好的传导电阻。
在主动阶段T1、T2开始之后的一时间点，钳位组件9被接通，变压器5的经过整流的次级电压U2在该时间点在该主动阶段T1、T2中达到最终值，也就是说，完全建立钳位组件。为此，在整流器7的主动切换和钳位组件9的接通之间设置有接通延迟持续时间T8。对于接通延迟持续时间T8，例如，根据输入直流电流Uin和/或输出电流Iout预设一表格。
此外，预设有被动切换延迟持续时间T9，并且在每次关断钳位组件9之后，整流器7以被动切换延迟持续时间T9进行延迟后被动地被切换。
本发明的一个实施例提出，变压器5设计为气隙变压器。在下文中，借助图4和图5示出，与具有无气隙的变压器5的直流电压变换器1的实施例相比，具有设计为气隙变压器的变压器5的直流电压变换器1的实施例的差异和优点。
图4示出了在具有无气隙的变压器5的直流电压转换器1的实施例中的初级电压UTR、初级电流ITR，1、磁化电流Ih和变换的次级电流I'TR，2的时间曲线。
图5示出了在具有气隙的变压器5的直流电压转换器1的实施例中的初级电压UTR、初级电流ITR，1、磁化电流Ih和变换的次级电流I'TR，2的时间曲线，其中，除了变压器5的气隙，直流电压转换器1如基于图4的直流电压转换器1一样实施和运行。
图4和5首先示出了在主动阶段T1、T2开始之后不久，初级电流ITR，1的量达到其最大值。这是因为在整流器7中的换向完成之前经过了一定的时间。在那之前，初级电流ITR，1继续增加。图4和5示出了在无气隙的变压器5的情况下初级电流ITR，1的最大值明显更高。这是由于磁化电流Ih，其在具有气隙的变压器5中具有比在无气隙的变压器5中大得多的磁化电流。在主动阶段T1的开始时，磁化电流Ih仍然是负的，因此补偿了电流峰值的大部分。由此获得了具有气隙的变压器5的两个主要优点。一方面，这有效地降低了初级电流ITR，1的有效值。这在图4和5所示的示例中是特别有利的，因为在这种情况下，最高电流在整个直流电压转换器1中流动，并且因此也产生了线路中的最大损耗。另一方面，较小的电流峰值给予(图1中未示出的)输入滤波器更小的负载，并且在那里也引起较少的损耗。然而，最重要的是，输入滤波器可以相应地设计得更小，并且与传导关联的干扰仍然可以保持在相同的水平。
在主动阶段T1、T2之后的空程阶段T3中，图4和5示出了进一步的显著性。虽然在两种情况下初级电流ITR，1是一样大的，因为它们由钳位组件9调节到额定值，还是显示出了在变换的次级电流I'TR，2中的明显区别，该变换的次级电流在具有气隙的变压器5的情况中明显小于不带有气隙的变压器5的情况。该差异再次归因于对于气隙变压器而言明显更高的磁化电流Ih，因为初级电流ITR，1由变换的次级电流I'TR，2和磁化电流Ih组成。如果在初级电流ITR，1相同的情况下磁化电流Ih更大，则I'TR，2相应地更小。在初级电流ITR，1相同的情况中，气隙变压器的更小的主电感Lh因此确保了次级变压器电流ITR，2的显著减小，并进而其有效值的减小。该优点仅在结合钳位组件9的情况下产生，该钳位组件能够对初级空程电流进行控制。在没有钳位组件9的情况下，更小的主电感Lh仅会引起，在初级侧有更大的空程电流(在其他条件相同的情况下)流过，而在次级侧上几乎没有变化。
除了在直流电压转换器1的运行方面的这些优点之外，气隙变压器在运行可靠性方面还具有进一步的益处。原则上，在全桥转换器中由于轻微的不对称性而引起，初级电压UTR获得直流分量。这例如可以由不完全对称的驱控信号或初级半导体开关Q1至Q4的驱动器的不对称行为而引起。如果直流分量足够大，则变压器5可能饱和，这是绝对要避免的。
因此，通常或者使用初级侧峰值电流调节，在其中对初级电流ITR，1的峰值进行控制。或者将相应大小的电容器与变压器5串联连接，这有效地防止了直流分量。由于与没有钳位组件9的传统直流电压转换器1相比，具有钳位组件9的直流电压转换器1中出现的完全不同的电流特性，前者是不可能的，因为在主动阶段T1、T2开始之后不久就已经能够出现初级电流ITR，1的量的最大值。与变压器5串联连接的电容器的缺点是需要另外的部件，这会导致进一步的损耗和成本并且需要组件上的空间。在该应用中，足够大的电容器已经具有相当大的尺寸。
相反，针对更大的直流分量容差而使用气隙变压器。理论上，它会在电压时间平面(Spannungszeitflaeche)不对称的情况中与相同构造的无气隙的变压器5一样快地饱和。然而，由于饱和电流要高得多，所以必定有初级电流ITR，1的大得多的直流分量流动。然而，这种直流电流受到气隙变压器本身的欧姆电阻、电路板上的印刷导体和初级半导体开关Q1至Q4的阻碍。这意味着，不对称性越大，变压器5的饱和电流就允许越大。因此，在使用气隙变压器时，对初级半导体开关Q1至Q4的驱控中的不对称性容差的大小被确定为，使得可以省去与空气变压器串联的电容器。
虽然已经通过优选实施例进一步详细说明和描述了本发明，但是本发明不限于所公开的示例，并且本领域技术人员可以在不脱离本发明的范围的情况下从其中得出其他变型。

Claims (10)

1.一种直流电压转换器(1)，包括
-逆变器(3)，具有连接成逆变器全桥的四个初级半导体开关(Q1至Q4)，所述逆变器用于将输入直流电压(Uin)转换成交流电压；
-设计为气隙变压器的变压器(5)，具有初级绕组(15)和次级绕组(17)，所述初级绕组布置在所述逆变器全桥的桥支路中；
-整流器(7)，与所述次级绕组(17)连接，所述整流器用于对所述变压器(5)的次级电压进行整流；
-钳位组件(9)，所述钳位组件具有附加半导体开关(Q9)和与所述附加半导体开关(Q9)串联连接的钳位电容器(C1)，并且在所述钳位组件上施加有所述变压器(5)的经过整流的次级电压(U2)，
-以及控制单元(11)，所述控制单元设置用于，驱控所述初级半导体开关(Q1至Q4)和所述附加半导体开关(Q9)，使得
-由所述逆变器(3)产生交流电压，所述交流电压交替地在第一主动阶段(T1)期间具有上电压电平和在第二主动阶段(T2)期间具有下电压电平，
-在每两个相邻的主动阶段(T1、T2)之间，所述变压器(5)在空程阶段(T3)中运行，在所述空程阶段中，所述初级绕组(15)被短路，
-以及，通过所述附加半导体开关(Q9)在每个所述空程阶段(T3)开始之后关断所述钳位组件(9)并且在每个所述主动阶段(T1、T2)开始之后接通所述钳位组件，
-其中，使用关断延迟持续时间(T7)作为调节初级电流(ITR，1)的控制参量，所述关断延迟持续时间用于在所述空程阶段(T3)开始之后关断所述钳位组件(9)，所述初级电流在所述空程阶段(T3)期间流过所述变压器(5)的所述初级绕组(15)，并且通过所述关断延迟持续时间(T7)将所述初级电流调节到额定值，其中，根据所述直流电压转换器(1)的输入直流电压(Uin)和/或输出电流(Iout)来确定所述初级电流的所述额定值。
2.根据权利要求1所述的直流电压转换器(1)，其特征在于，所述整流器(7)具有四个次级半导体开关(Q5至Q8)，所述次级半导体开关被连接成整流器全桥，所述次级半导体开关能由所述控制单元(11)驱控，所述变压器(5)的所述次级绕组(17)布置在所述整流器全桥的桥支路中，并且所述钳位组件(9)与所述整流器全桥并联连接。
3.根据权利要求1或2所述的直流电压转换器(1)，其特征在于，所述整流器(7)在输出侧具有LC滤波器(13)，所述LC滤波器具有扼流圈(L)和滤波电容器(C2)。
4.根据权利要求1或2所述的直流电压转换器(1)，其特征在于，每个所述初级半导体开关(Q1至Q4)和/或所述附加半导体开关(Q9)设计为场效应晶体管。
5.一种用于运行直流电压转换器(1)的方法，所述直流电压转换器根据前述权利要求中任一项来设计，其中，
-由所述逆变器(3)产生交流电压，所述交流电压交替地在第一主动阶段(T1)期间具有上电压电平和在第二主动阶段(T2)期间具有下电压电平，
-在每两个相邻的主动阶段(T1、T2)之间，所述变压器(5)在空程阶段(T3)中运行，在所述空程阶段中，所述初级绕组(15)被短路，
-以及通过附加半导体开关(Q9)在每个所述空程阶段(T3)开始之后关断所述钳位组件(9)并且在每个所述主动阶段(T1、T2)开始之后接通所述钳位组件(9)，
-其中，使用关断延迟持续时间(T7)作为调节初级电流(ITR，1)的控制参量，所述关断延迟持续时间用于在所述空程阶段(T3)开始之后关断所述钳位组件(9)，所述初级电流在所述空程阶段(T3)期间流过所述变压器(5)的所述初级绕组(15)，并且通过所述关断延迟持续时间(T7)将所述初级电流调节到额定值，其中，根据所述直流电压转换器(1)的输入直流电压(Uin)和/或输出电流(Iout)来确定所述初级电流的所述额定值。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，在所述主动阶段(T1、T2)开始之后的一时间点，接通所述钳位组件(9)，在所述时间点所述变压器(5)的经过整流的次级电压(U2)在该主动阶段(T1、T2)中达到最终值。
7.根据权利要求5或6所述的方法，其中，所述整流器(7)具有四个次级半导体开关(Q5至Q8)，所述次级半导体开关共同连接成整流器全桥，所述次级半导体开关能由所述控制单元(11)驱控，并且所述变压器(5)的所述次级绕组(17)布置在所述整流器全桥的桥支路中，其特征在于，在每个所述主动阶段(T1、T2)开始之后，所述整流器(7)以主动切换延迟持续时间(T6)进行延迟后主动地被切换。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述主动切换延迟持续时间(T6)小于或等于在相应的所述主动阶段(T1、T2)开始之后次级侧的换向过程的换向持续时间。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，根据以下参数中的至少一个来确定所述主动切换延迟持续时间(T6)：
-输入直流电压(Uin)，
-所述变压器(5)的主电感(Lh)，
-所述变压器(5)的初级漏电感(Lσ1)，
-所述变压器(5)的次级漏电感，
-之前的主动阶段(T1、T2)的持续时间，
-所述直流电压转换器(1)在所述主动阶段(T1、T2)开始的时间点的输出电流(Iout)，
-在所述主动阶段(T1、T2)开始的时间点流过所述初级绕组(15)的初级电流(ITR，1)。
10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，预设被动切换延迟持续时间(T9)，并且所述整流器(7)在每次关断所述钳位组件(9)之后以所述被动切换延迟持续时间(T9)进行延迟后被动地被切换。
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