CN110058633A - 一种高精度低压差线性恒流源电路及前馈频率补偿方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种高精度低压差线性恒流源电路及前馈频率补偿方法，所述高精度低压差线性恒流源电路包括电流镜、电流反馈电路、误差放大器、共源极放大器和补偿单元；电流镜的源级连接电流反馈电路，栅极连接共源极放大器的漏极；电流反馈电路的输出端分别连接补偿单元的一端和误差放大器的一端；共源极放大器的栅极分别连接补偿单元的另一端和误差放大器的输出端；补偿单元提供一个零点，用来补偿环路中原来的两个极点的相位，并提高相位裕度和增益裕度。本发明改变补偿单元的连接方式来增加一个零点，通过这个零点来补偿原有的两个极点的相位，并提高相位裕度和增益裕度，增加系统稳定性，实现了低功耗和低成本的要求。

Description

一种高精度低压差线性恒流源电路及前馈频率补偿方法
技术领域
本发明涉及集成电路领域，具体涉及一种高精度低压差线性恒流源电路及前馈频率补偿方法。
背景技术
低压差线性恒流源电路广泛应用于锂电池充电及管理系统中，图1所示的电路可以同时满足高效率、高精度的要求，该电路由4部分构成：第一级误差放大器30：将输出电流的反馈量与参考电压VREF相比较并且放大；第二级共源极放大器40；第三级由MOS管Mp；电流反馈电路20将输出电流采样并按照一定比例转换为反馈电压VFB。
根据Mi l ler频率补偿原理，一般情况下都会在第二级的共源极放大器40的栅极、漏极两端并联一个电容器C1，并且如果C1带来的右半平面零点影响系统稳定性，可以再串联一个单位增益的缓冲器。
图1电路的小信号等效模型为图2，其中，gm1为第一级放大器的跨导、ro1为第一级放大器的输出阻抗、co1为第一级放大器的输出电容、V1为第一级放大器的输出电压；gm2为第二级放大器的跨导、ro2为第二级放大器的输出阻抗、co2为第二级放大器的输出电熔管、V2为第二级放大器的输出电压；gmP为第三级放大器的跨导；rfb为输出电流反馈电路20的等效阻抗、cfb为输出电流反馈电路20的等效电容。
Mi l ler电容C1在低频下可以简化为在第一级放大器的输出端并联一个被放大(gm2×ro2)倍的电容，因此图2可以简化为图3。
在高频下，C1相当于交流短路，因此图2可以简化为图4，因此，主极点P1和次极点P2的位置为：
环路的增益带宽积GBW为：
通常情况下，gm2的值在100μA/V～1mA/V左右，而MOS管Mp的栅极电容在200pF左右，因此次极点的大小约等于：
P2≈80KHz～800KHz
为了达到低功耗的要求，gm2要取得比较小，以gm2＝400μA/V为例，p2＝320KHz。达到可以接受的稳定性，GBW要小于1/2的P2。同时，电流反馈环路会在全带宽范围内提供一定的增益，即使提供rfb＝1V/A，(gmP*rfb)的值也会在10倍左右。为了较小的GBW，就要令gm1足够小，在现有集成电路技术可实现的前提下，取gm1＝10μA/V，那么补偿电容C1约为：
因此，为了达到较低的功耗(即较小的gm2)就要牺牲较大的芯片面积(即C1≈100pF)。
在该三级放大器中，低功耗与低成本(芯片面积)的矛盾产生于电流反馈环路的增益较大(gmP·rfb≈10)，直接放大了整个环路的增益带宽积，即：
发明内容
本发明提供了一种高精度低压差线性恒流源电路及前馈频率补偿方法，解决了电路的低功耗和低成本的矛盾问题。
第一方面，本发明提出了一种高精度低压差线性恒流源电路，包括电流镜10、电流反馈电路20、误差放大器30、共源极放大器40和补偿单元50；所述电流镜10的源级连接所述电流反馈电路20，栅极连接所述共源极放大器40的漏极；所述电流反馈电路20的输出端分别连接所述补偿单元50的一端和所述误差放大器30的一端；所述共源极放大器40的栅极分别连接所述补偿单元50的另一端和所述误差放大器30的输出端；所述补偿单元50提供一个零点，用来补偿环路中原来的两个极点的相位，并提高相位裕度和增益裕度。
优选地，所述补偿单元50包括电容器和缓冲器；所述缓冲器输入端连接所述电流反馈电路20的输出端，输出端连接所述电容器一端，所述电容器另一端连接所述共源极放大器40。
优选地，所述零点计算公式为：
其中，gm1为误差放大器30的跨导，C1为电容器的电容。
优选地，所述电流镜10包括MOS管Ms和MOS管Mp；所述MOS管Ms和所述MOS管Mp的栅极与所述共源极放大器40的漏极连接，源极与所述电流反馈电路20的输入端连接；其中所述MOS管Ms和所述MOS管Mp的栅极和漏极的电压相等。
优选地，所述电流反馈电路20包括放大器、MOS管NM1和电阻R1；所述放大器的正向输入端连接所述MOS管Ms的源级，反向输入端连接所述MOS管Mp的源级，输出端连接所述MOS管NM1的栅极；所述MOS管NM1的漏极连接所述MOS管Ms的源级，源极连接所述电阻的一端；用于对输出电流采样并按照一定比例转换为反馈电压，使得所述MOS管Ms和所述MOS管Mp的源极电压相等。
优选地，所述两个极点P1和P2；极点P1位于误差放大器30，是由于误差放大器30的输出阻抗形成的；极点P2位于共源极放大器40，是由于共源极放大器40的输出阻抗形成的。
第二方面，本发明提供了一种前馈频率补偿方法，应用如权利要求1所述的高精度低压差线性恒流源电路，包括：提供一个零点；将所述零点的相位与原电路中两个极点的相位相抵消，并提高相位裕度和增益裕度。
优选地，所述零点计算公式为：
其中，gm1为误差放大器30的跨导，C1为电容器的电容。
优选地，所述两个极点P1和P2；极点P1位于误差放大器30，是由于误差放大器30的输出阻抗形成的；极点P2位于共源极放大器40，是由于共源极放大器40的输出阻抗形成的。
本发明改变补偿单元50的连接方式来增加一个零点，通过这个零点来补偿原有的两个极点的相位，并提高相位裕度和增益裕度，增加系统稳定性，实现了低功耗和低成本的要求。
附图说明
图1为现有技术的恒流源电路；
图2为现有技术的恒流源电路的小信号等效模型；
图3为现有技术的恒流源电路的小信号等效模型的低频简化图；
图4为现有技术的恒流源电路的小信号等效模型的高频简化图；
图5为本发明实施例高精度低压差线性恒流源电路；
图6为本发明实施例一种电流反馈电路；
图7为本发明实施例高精度低压差线性恒流源电路的小信号等效模型；
图8为本发明实施例前馈频率补偿方法的流程图；
具体实施方式
为使本发明实施例的技术方案以及优点表达的更清楚，下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
图5为本发明实施例高精度低压差线性恒流源电路。如图5所示，本发明第一实施例提出了一种高精度低压差线性恒流源电路，在该电路主要包括：电流镜10、电流反馈电路20、误差放大器30、共源极放大器40和补偿单元50。电流镜10的源级连接电流反馈电路20，栅极连接共源极放大器40的漏极；电流反馈电路20的输出端分别连接补偿单元50的一端和误差放大器30的一端；共源极放大器40的栅极分别连接补偿单元50的另一端和误差放大器30的输出端。
电流镜10是由Ms MOS管和Mp MOS管，Ms MOS管和Mp MOS管的栅极与共源极放大器40的漏极连接，源极与电流反馈电路20的输入端连接；其中MOS管Ms和MOS管Mp的栅极和漏极的电压相等。由于MOS管Ms和MOS管Mp不一样，所以输出的电流不相同，源级的电压也不相同，所以提供一个电流反馈电路20来补偿MOS管Ms源极的电压，使得MOS管Ms和MOS管Mp的源极电压相等。
电流反馈电路20，是对MOS管Ms输出的电流进行采样，并将输出电流按照一定比例转换为反馈电压VFB，用于补偿MOS管Ms源极的电压。
其中，电流反馈电路20具体实现方式有多种，本发明提供了一种如图6所示的一种电路，包括放大器、MOS管NM1和电阻R1。放大器的正向输入端连接MOS管Ms的源级，反向输入端连接MOS管Mp的源级，输出端连接MOS管NM1的栅极；MOS管NM1的漏极连接MOS管Ms的源级，源极连接电阻的一端。一种电流反馈电路20的实现形式：
由于(W/L)_Mp:(W/L)_Ms＝N，Vg_Ms＝Vg_Mp，Vd_Ms＝Vd_Mp，所以由放大器、MOS管NM1和电阻R1组成的负反馈环路使VOUTS＝VOUT；
由于MOS管Ms和MOS管Mp的栅极、漏极和源极电压相等，因此Ids*N＝Idp或Ids＝(1/N)*Idp；
由于Idp(也就是Mp的电流)就是输出电流，因此Ids流到电阻R1上产生的压降，反馈电压VFB也就和输出电流Iout(Idp)成比例：VFB＝R1*Iout/N。
误差放大器30，用于将接收反馈电压VFB与参考电压VREF相比较，并放大输出，来调节共源极放大器40的工作状态。其中，参考电压VREF的产生方式并不规定。
恒流源电路的输出电压VOUT经过电流反馈电路20采样后产生反馈电压VFB，参考电压VREF和反馈电压VFB分别连接至误差放大器30的反向输入端和正向输入端，其电压差经过误差放大器30放大后产生一个控制信号，该控制信号用来调节共源极放大器40的工作状态，从而保证输出电压VOUT在电源电压、工作温度和负载条件变化时仍未标准值。
电路中存在两个极点P1和P2，极点P1位于误差放大器30，是由于误差放大器30的输出阻抗形成的；极点P2位于共源极放大器40，是由于共源极放大器40的输出阻抗形成的。为了消除该电路中两个极点带来的不稳定性，本发明通过将补偿单元50的一端连接到电流反馈电路20的输出端，这样电路增加了一个零点，将零点产生的相位抵消原来的两个极点的相位，提高相位裕度和增益裕度，增加系统稳定性。
其中，补偿单元50包括电容器和缓冲器。缓冲器输入端连接电流反馈电路20的输出端，输出端连接电容器一端，电容器另一端连接共源极放大器40。
将高精度低压差线性恒流源电路等效为如图7所示小信号等效模型，其传输函数为：
由(6)式可以看出，整个环路包含一个零点和两个极点P1、P2：
如果没有零点z环路的增益带宽积GBW1为：
为了使环路稳定，需要零点z的位置小于增益带宽积GBW1的1/2，即
，与不等式(5)相比，式(11)更加容易满足低功耗和低成本的要求。
以现有技术的参数为例，取gm1＝10μA/V,gm2＝400μA/V,(gmP·rfb)＝10,co2＝200pF，带入式(11)得：
最终得到：
C1>2pF
，因此该电路可以同时满足低功耗和低成本的要求。
图8为本发明实施例前馈频率补偿方法的流程图。如图8所示，本发明第二方面提出了一种前馈频率补偿方法，具体实现的步骤包括：
步骤S801，提供一个零点。
具体的，将补偿单元50的一端连接到电流反馈电路20的输出端，这样电路增加了一个零点。
其中，补偿单元50包括电容器和缓冲器。缓冲器输入端连接电流反馈电路20的输出端，输出端连接电容器一端，电容器另一端连接共源极放大器40。零点计算公式为：
其中，gm1为误差放大器30的跨导，C1为电容器的电容。
步骤S802，将零点的相位与原电路中两个极点的相位相抵消，并提高相位裕度和增益裕度。
具体的，电路中存在两个极点P1和P2，极点P1位于误差放大器30，是由于误差放大器30的输出阻抗形成的；极点P2位于共源极放大器40，是由于共源极放大器40的输出阻抗形成的。极点P1和极点P2计算公式为：
为了消除该电路中两个极点带来的不稳定性，通过在电路增加了一个零点，将零点产生的相位抵消原来的两个极点的相位，提高相位裕度和增益裕度，增加系统稳定性。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种高精度低压差线性恒流源电路，包括电流镜(10)、电流反馈电路(20)、误差放大器(30)和共源极放大器(40)，其特征在于，还包括补偿单元(50)；
所述电流镜(10)的源级连接所述电流反馈电路(20)，栅极连接所述共源极放大器(40)的漏极；所述电流反馈电路(20)的输出端分别连接所述补偿单元(50)的一端和所述误差放大器(30)的一端；所述共源极放大器(40)的栅极分别连接所述补偿单元(50)的另一端和所述误差放大器(30)的输出端；
所述补偿单元(50)提供一个零点，用来补偿环路中原来的两个极点的相位，并提高相位裕度和增益裕度。
2.根据权利要求1所述的高精度低压差线性恒流源电路，其特征在于，所述补偿单元(50)包括电容器和缓冲器；
所述缓冲器输入端连接所述电流反馈电路(20)的输出端，输出端连接所述电容器一端，所述电容器另一端连接所述共源极放大器(40)。
3.根据权利要求2所述的高精度低压差线性恒流源电路，其特征在于，所述零点计算公式为：
其中，gm1为误差放大器(30)的跨导，C1为电容器的电容。
4.根据权利要求1所述的高精度低压差线性恒流源电路，其特征在于，所述电流镜(10)包括MOS管Ms和MOS管Mp；
所述MOS管Ms和所述MOS管Mp的栅极与所述共源极放大器(40)的漏极连接，源极与所述电流反馈电路(20)的输入端连接；其中所述MOS管Ms和所述MOS管Mp的栅极和漏极的电压相等。
5.根据权利要求4所述的高精度低压差线性恒流源电路，其特征在于，所述电流反馈电路(20)包括放大器、MOS管NM1和电阻R1；
所述放大器的正向输入端连接所述MOS管Ms的源级，反向输入端连接所述MOS管Mp的源级，输出端连接所述MOS管NM1的栅极；所述MOS管NM1的漏极连接所述MOS管Ms的源级，源极连接所述电阻的一端；用于对输出电流采样并按照一定比例转换为反馈电压，使得所述MOS管Ms和所述MOS管Mp的源极电压相等。
6.根据权利要求1所述的高精度低压差线性恒流源电路，其特征在于，所述两个极点P1和P2；极点P1位于误差放大器(30)，是由于误差放大器(30)的输出阻抗形成的；极点P2位于共源极放大器(40)，是由于共源极放大器(40)的输出阻抗形成的。
7.一种前馈频率补偿方法，应用如权利要求1所述的高精度低压差线性恒流源电路，其特征在于，包括：
提供一个零点；
将所述零点的相位与原电路中两个极点的相位相抵消，并提高相位裕度和增益裕度。
8.根据权利要求7所述的前馈频率补偿方法，其特征在于，所述零点计算公式为：
其中，gm1为误差放大器(30)的跨导，C1为电容器的电容。
9.根据权利要求7所述的前馈频率补偿方法，其特征在于，所述两个极点P1和P2；极点P1位于误差放大器(30)，是由于误差放大器(30)的输出阻抗形成的；极点P2位于共源极放大器(40)，是由于共源极放大器(40)的输出阻抗形成的。
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