CN110048739A - 一种射频收发电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种射频收发电路，射频收发电路包括：阻抗匹配电路、低噪声放大电路、功率放大电路、带通滤波电路、第一电子开关、第二电子开关。所述射频电路中，通过阻抗匹配电路和第一电子开关将电路结构分为两部分，一路上行信号，经功率放大电路，第二电子开关到达天线将信号发射出去；第二路是下行信号，天线接收信号经第二电子开关到达带通滤波电路和低噪声放大电路，经第一电子开关和匹配电路由射频收发模块接收，分别对上行信号和下行信号放大和滤波，以使天线发射和接收射频信号均能达到最佳效率，增加设备的接收灵敏度以及通信距离。

Description

一种射频收发电路
技术领域
本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种射频电路。
背景技术
随着电子技术的发展以及工业、医学等发展需求的不断扩大，无线通信技术被应用在越来越多的领域，这些应用往往对通信距离有一定要求，有时甚至要穿过多层障碍物，如建筑物等，要求依然能精确地发送或接收数据。例如，医院在采集温度数据时，通过体温计等采集数据并由天线发送后，希望能在穿越多层墙体后能接收到体温数据。再如，蔬菜大棚采传感器采集到的温湿度数据，能在一定距离外的工作站接收到数据。在接收传感器采集到数据的同时，也要发送指令到传感器段进行收发控制或状态监测。现存的部分电路因为灵敏度不够高，噪声大等问题，限制了通信距离。本申请各电路单元由分立元件构成，易调节元件参数，根据实际电路板上走线，过孔等因素的影响调节元件参数，提供良好的级间阻抗匹配，减少信号在传输路径上的损耗，滤除杂波，改善接收通路的灵敏度以及发射通路的发射效率，从而提高通信距离。
发明内容
本发明的目的在于提供了一种射频电路，可以提高设备接收灵敏度和发射效率，进而提高收发通信距离，尤其是穿墙通信距离。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为一种射频收发电路，该射频电路由阻抗匹配电路、第一电子开关、低噪声放大电路、带通滤波电路、功率放大电路、第二电子开关和天线组成。
阻抗匹配电路、第一电子开关、功率放大电路和第二电子开关连接构成上行通路，上行通路用于发送射频上行信号到天线；第二电子开关、带通滤波电路、低噪声放大电路、第一电子开关、阻抗匹配电路连接构成下行通路，下行通路用于传输天线接收的下行信号到连接阻抗匹配电路一端的射频模块。
阻抗匹配电路另一端与第一电子开关动端11连接，第一电子开关不动端12与低噪声放大电路输出端连接，第一电子开关不动端13与功率放大电路输入端连接。功率放大电路输出端与第二电子开关不动端23连接，将上行信号放大。低噪声放大电路输入端与所述带通滤波电路输出端连接，将下行信号放大。带通滤波电路输入端与第二电子开关不动端22连接，对下行信号进行滤波。第二电子开关动端21与天线连接。控制第一和第二电子开关A、B端电平，切换第一和第二电子开关连通下行通路或上行通路。其中，第一和第二电子开关，功率放大电路，低噪声放大电路工作频率为433MHz。
阻抗匹配电路包括：第一电容C1，第一电感L1，第一微带线TL1，第二微带线TL2，第三微带线TL3，第一T型微带线Tee1和第二T型微带线Tee2。第一微带线TL1的左端和第二微带线TL2的左端连接差分端口，差分端口为射频模块的结构，此差分端口为仿真时的端口一Port1第一微带线TL1的右端连接第一T型微带线Tee1的左端，第二微带线TL2的右端连接第二T型微带线Tee2的左端。第一T型微带线Tee1的下端连接第一电感L1的一端，第一电感L1的另一端连接第二T型微带线Tee2的上端。第二T型微带线Tee2的右端接地。第一T型微带线Tee1的右端连接第一电容C1的一端，第一电容C1的另一端连接第三微带线TL3的一端。第三微带线TL3的另一端连接第一电子开关的动端11，此端口为仿真时的端口二Port2。
第一电感L1为铁氧体或硅钢外壳屏蔽贴片电感。第一电容C1加铁或铝屏蔽外壳，加铁或铝屏蔽外壳接地。
所述第一微带线TL1和第二微带线TL2即相互靠近时，走线会发生耦合，其耦合程度和第一微带线TL1和第二微带线TL2的间距有关。走线本身的分布参数与平行线的耦合参数会对阻抗匹配电路产生影响。
用ADS仿真软件的linecalc工具计算本申请中第一微带线TL1和第二微带线TL2的耦合程度。第一微带线TL1和第二微带线TL2的间距为10mm，在433MHz及所述介质条件下其偶模阻抗Ze为76.30欧姆，奇模阻抗Zo为74.70欧姆。单根微带线的阻抗Z0为74.39欧姆。耦合系数耦合系数越趋近于零，其耦合程度也越小。计算得耦合系数K＝0.01。计算结果表明第一微带线TL1和第二微带线TL2之间的耦合程度小，对阻抗匹配的影响可以忽略。
本发明的阻抗匹配电路中第一电容C1既完成阻抗匹配的功能，也有隔离直流量的作用。仿真时，第一电感L1为村田电感，型号为LQW18AN52NG80,电感值52nH，该电感在仿真结果的带宽范围内其Q值范围约为60-63。电感器的Q值越高，其损耗越小，效率越高，电感Q值对阻抗匹配电路有着重要的影响。第一电容C1为村田电容，型号为GRM1885C2A2R9WA01，电容值2.9pF。根据波长与电路尺寸的理论分析，第一T型微带线Tee1右端和第一微带线TL1左端，第一电感L1两端的第一T型微带线Tee1下端和第二T型微带线Tee2上端可能会存在耦合。在HFSS电磁仿真软件中建立阻抗匹配电路实际尺寸模型，仿真电路三维场以考虑上述耦合。结果表明，在第一T型微带线Tee1下端和第二T型微带线Tee2上端之间的耦合以磁耦合为主，耦合会产生额外的电参数，对阻抗匹配产生影响，在电感外部加屏蔽体后耦合明显减小。屏蔽体磁导率比空气的磁导率要大几千倍，磁阻很大，有效地减少磁耦合的影响。实际应用时，第一电感L1采用与上述仿真电感等值且Q值在60以上的铁氧体或硅钢外壳屏蔽贴片电感，外壳的高磁导率能有效减少磁耦合的影响。屏蔽电感的尺寸增大两个T型微带线的距离，也减小了T型微带线之间的耦合。第一电容C1加金属屏蔽外壳，外壳接地。交变电场对敏感电路的耦合干扰电压大小取决于交变电场电压、耦合电容和金属屏蔽体接地电阻之积。使金属屏蔽体良好接地，就能使交变电场对敏感电路的耦合干扰电压变得很小。T型微带线三个连接端宽度均相等，为0.625mm，即图4中W1、W2。W3为0.8mm，I1等于12等于13为0.175mm。
用ADS设置微带线的参数完成从差分端(300+j*100)欧姆阻抗到单端50欧姆阻抗的共轭阻抗匹配，阻抗匹配对负载阻抗与源阻抗进行匹配适配，以得到最大功率输出。ADS原理图-版图联合仿真结果显示匹配电路在433MHz，端口二Port2匹配时反射系数S11为-24.352dB，端口一Port1匹配时反射系数S22为-33.219dB，反射系数满足匹配要求。当一边端口匹配时，另一端口的反向传输系数S12和S21，均为-0.24dB。根据公式S21(dB)＝20log10S21(线性值)和插损IL(dB)＝-20log10|S 21(线性值)|，将S21转换为插损，转换后在433MHz时的插损为0.238dB。仿真结果显示S11的-20dB带宽约为27MHz，S22的-20dB带宽约为39MHz。因此，该匹配电路在433MHz附近带宽为27MHz。
所述的滤波电路由分立元件组成，包括：第二电容C2、第三电容C3，第二电感L2、第三电感L3和第一平行耦合微带线CFL1。第二电感L2的一端与第二电容C2的一端连接，此连接处也是滤波的电路的输入端，此输入端与所述第二电子开关不动端22连接，其端口阻抗为50欧姆，此输入端为仿真时的端口一。第二电感L2的另一端接地。第二电容C2的另一端与所述第一平行耦合微带线CFL1的上微带线连接。第一平行耦合微带线CFL1的下微带线与所述的第三电感L3的一端、第三电容C的3一端连接，第三电感L3的另一端是滤波电路的输出端口，与所述射频电路的低噪声放大电路连接，端口阻抗为50欧姆，此输出端口为仿真时的端口二。第三电容C3的另一端接地。第二电感L2为村田电感，型号为LQG15WH13NG02，该电感在433MHz的Q值为35，第三电感L3也是村田电感，型号为LQW04AN25NH00，433MHz的Q值为29.5。集总参数平行耦合微带线和分布参数元件电容、电感结合，电路结构大大减小，集成性强。根据仿真结果显示，该滤波电路2dB衰减通带仅在379MHz-494MHz和843MHz-871MHz范围内。但仅仅在433MHz时，S11在小于-20dB，为-24.066dB。因此，从仿真结果看，该滤波器仅仅能通过频率为433MHz的信号，达到滤波效果。
本申请阻抗匹配电路采用高Q值电感完成阻抗匹配电路的共轭匹配。首先，一方面，高Q值元器件本身的损耗小，传输效率高。ADS自带器件为理想元器件，仿真时，用村田元器件模型更接近实际元器件。另一方面，阻抗匹配电路是共轭匹配而不是根据最小反射系数进行匹配，使得信号在阻抗匹配电路上按最大功率传输。这使得上行信号在阻抗匹配电路上传输时，提高了发射效率。阻抗匹配电路在433MHz的插损仅为0.238dB，有效地提高了接收灵敏度。其次，滤波电路有效的提高了接收灵敏度。在低噪声放大电路电源端做PDN阻抗分析，放置的去耦电源也提高了接收灵敏度。
本申请电路板介质材料为FR4，其介电常数在4.5左右，正切损耗值为0.02，厚度为0.8mm。第一平行耦合微带线、第一T型微带线和第二T型微带线、第一、二、三微带线介质均为FR4，走线厚35um。
本申请带来的有益效果是(1)整体结构简单，节省电路板空间，可应用于其他应用电路；(2)分立元件组成的电路，便于根据要达到的设计目标进行各元件参数的调整；(3)集总参数元件与分布参数元件结合使用，简化电路结构；(4)提高信号传输效率和接收灵敏度。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本申请射频电路整体结构图。
图2是本申请阻抗匹配电路图。
图3是本申请阻抗匹配电路仿真结果图。
图5是本申请滤波电路图。
图4是本申请T型微带线结构图。
图6是本申请滤波电路仿真结果图。
图7是本申请电子开关结构图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请对的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请的保护范围。
为了简化本申请的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且目的不在于限制本申请。此外，本申请可以在不同例子中重复参考数字和/或参考字母，这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施方式和/或设置之间的关系。
参照图1，一种射频电路，其包括，阻抗匹配电路，两个电子开关，即功率放大电路，即低噪声放大电路，即带通滤波电路。阻抗匹配电路一端用于连接射频收发模块，阻抗匹配电路另一端连接第一电子开关动端11，第一电子开关不动端12连接低噪声放大电路的输出端，低噪声放大电路的输入端连接滤波电路的输出端，滤波电路的输入端连接第二电子开关的不动端22。第一电子开关的不动端13连接功率放大电路的输入端，功率放大电路的输出端连接第二电子开关不动端23。第二电子开关动端21连接天线。其中第一和第二电子开关，功率放大电路，低噪声放大电路工作频率为433MHz。
参照图2，阻抗匹配电路包括：第一电容C1，第一电感L1,第一微带线TL1，第二微带线TL2，第三微带线TL3，第一T型微带线Tee1和第二T型微带线Tee2。第一微带线TL1左端和第二微带线TL2左端连接具有差分端口的一种射频模块，第一微带线TL1右端连接第一T型微带线Tee1左端，第二微带线TL2右端连接第二T型微带线Tee2左端。第一T型微带线Tee1下端连接第一电感一端，第一电感L1另一端连接第二T型微带线Tee2上端。第二T型微带线Tee2右端接地。第一T型微带线Tee1右端连接第一电容C1一端,第一电容C1另一端连接第三微带线TL3一端。第三微带线TL3另一端连接第一电子开关的动端11。其中第一电感L1为铁氧体或硅钢屏蔽贴片电感。第一电容C1加铁或铝屏蔽外壳，外壳接地。该阻抗匹配电路把一种射频模块在433MHz的非50欧姆阻抗转换为50欧姆阻抗，完成从负载端到源端的共轭匹配，提高上行信号的发射效率和下行信号的接收灵敏度。
参照图3，所述的滤波电路由分立元件组成，包括：第二电容C2、第三电容C3，第二电感L2、第三电感L3和第一平行耦合微带线CFL1。第二电感L2一端与第二电容C2一端连接，此连接处也是滤波的电路的输入端，此输入端与所述第二电子开关不动端22连接，其端口阻抗为50欧姆。第二电感L2另一端接地。第二电容C2另一端与所述第一平行耦合微带线CFL1的上微带线连接。第一平行耦合微带线CFL1的下微带线与所述的第三电感L3一端、第三电容C3一端连接，第三电感L3另一端是滤波电路的输出端口，与所述射频电路的低噪声放大电路连接，端口阻抗为50欧姆。第三电容C3另一端接地。
参照图4，为电子开关结构图，使第一和第二电子开关A、B为相反电平，控制电子开关动端K向不动端RF1、RF2的切换，使得上行通路或下行通路的连通。当A、B电平为1、0(或0、1)，动端切换到不动端RF1,当A、B电平为0、1(或1、0)，动端切换到不动端RF2。发射上行信号时，控制第一电子开关动端K(图1中11)切换到不动端RF2(图1中13)，经功率放大电路放大，此时，第二电子开关动端K(图1中21)切换到不动端RF2(图1中23)，再经天线发射出去。当天线接收到下行信号时，控制第二电子开关动端K(图1中21)切换到不动端RF1，图1中22，第一电子开关动端K切换到RF1(图1中12)下行通路连通。
其中，第一电子开关和第二电子开关与其他元器件的连接处，第二电子开关与天线连接处，需要走50欧姆微带线，在满足元器件布局要求的前提下使微带线走线短，以减少微带线上信号的损耗。
大信号功率放大电路与小信号低噪声放大电路，在电路板上要分隔一定距离布局。再用地线把其隔开，以免大信号器件对小信号器件产生影响，产生噪声。
其中，和低噪声放大电路的电源端口要放置不少于4个低ESR去耦电容进行去耦滤波处理，为器件提供干净的电源，电源不稳定往往会引入噪声，对信号产生干扰，降低电源噪声的关键是降低电源的回路阻抗。用仿真工具对电路板进行仿真，获取射频芯片和低噪声放大电路电源网络端PDN阻抗，分析其谐振点，添加去耦电容，降低阻抗。再对去耦电容的数量和容值进行优化，达到最佳的去耦效果。减小电源纹波对小信号的干扰。本申请在低噪声放大器和功率放大器电源端放置220pF,470nF,1nF和1uF的低ESR电容进行去耦处理，提高接收灵敏度。
以上对本申请实施例提供的射频电路及电子设备进行了详细介绍，本文中对本申请的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请。同时，本领域的技术人员，依据本申请的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本申请的限制。

Claims (8)

1.一种射频收发电路，其特征在于：该射频电路由阻抗匹配电路、第一电子开关、低噪声放大电路、带通滤波电路、功率放大电路、第二电子开关和天线组成；
阻抗匹配电路、第一电子开关、功率放大电路和第二电子开关连接构成上行通路，上行通路用于发送射频上行信号到天线；第二电子开关、带通滤波电路、低噪声放大电路、第一电子开关、阻抗匹配电路连接构成下行通路，下行通路用于传输天线接收的下行信号到连接阻抗匹配电路一端的射频模块；
阻抗匹配电路另一端与第一电子开关动端11连接，第一电子开关不动端12与低噪声放大电路输出端连接，第一电子开关不动端13与功率放大电路输入端连接；功率放大电路输出端与第二电子开关不动端23连接，将上行信号放大；低噪声放大电路输入端与所述带通滤波电路输出端连接，将下行信号放大；带通滤波电路输入端与第二电子开关不动端22连接，对下行信号进行滤波；第二电子开关动端21与天线连接；控制第一和第二电子开关A、B端电平，切换第一和第二电子开关连通下行通路或上行通路；其中，第一和第二电子开关，功率放大电路，低噪声放大电路工作频率为433MHz；
阻抗匹配电路包括：第一电容C1，第一电感L1，第一微带线TL1，第二微带线TL2，第三微带线TL3，第一T型微带线Tee1和第二T型微带线Tee2；第一微带线TL1的左端和第二微带线TL2的左端连接差分端口，差分端口为射频模块的结构，此差分端口为仿真时的端口一Port1第一微带线TL1的右端连接第一T型微带线Tee1的左端，第二微带线TL2的右端连接第二T型微带线Tee2的左端；第一T型微带线Tee1的下端连接第一电感L1的一端，第一电感L1的另一端连接第二T型微带线Tee2的上端；第二T型微带线Tee2的右端接地；第一T型微带线Tee1的右端连接第一电容C1的一端，第一电容C1的另一端连接第三微带线TL3的一端；第三微带线TL3的另一端连接第一电子开关的动端11，此端口为仿真时的端口二Port2。
2.根据权利要求1所述的一种射频收发电路，其特征在于：第一电感L1为铁氧体或硅钢外壳屏蔽贴片电感；第一电容C1加铁或铝屏蔽外壳，加铁或铝屏蔽外壳接地。
3.根据权利要求1所述的一种射频收发电路，其特征在于：所述第一微带线TL1和第二微带线TL2即相互靠近时，走线会发生耦合，其耦合程度和第一微带线TL1和第二微带线TL2的间距有关；走线本身的分布参数与平行线的耦合参数会对阻抗匹配电路产生影响。
4.根据权利要求1所述的一种射频收发电路，其特征在于：用ADS仿真软件的linecalc工具计算第一微带线TL1和第二微带线TL2的耦合程度；第一微带线TL1和第二微带线TL2的间距为10mm，在433MHz及所述介质条件下其偶模阻抗Ze为76.30欧姆，奇模阻抗Zo为74.70欧姆；单根微带线的阻抗Z0为74.39欧姆；耦合系数耦合系数越趋近于零，其耦合程度也越小；计算得耦合系数K＝0.01；计算结果表明第一微带线TL1和第二微带线TL2之间的耦合程度小，对阻抗匹配的影响可以忽略。
5.根据权利要求1所述的一种射频收发电路，其特征在于：阻抗匹配电路中第一电容C1既完成阻抗匹配的功能，也有隔离直流量的作用；仿真时，第一电感L1为村田电感，型号为LQW18AN52NG80,电感值52nH，该电感在仿真结果的带宽范围内其Q值范围为60-63；第一电容C1为村田电容，型号为GRM1885C2A2R9WA01，电容值2.9pF；根据波长与电路尺寸的理论分析，第一T型微带线Tee1右端和第一微带线TL1左端，第一电感L1两端的第一T型微带线Tee1下端和第二T型微带线Tee2上端可能会存在耦合；在HFSS电磁仿真软件中建立阻抗匹配电路实际尺寸模型，仿真电路三维场以考虑上述耦合；结果表明，在第一T型微带线Tee1下端和第二T型微带线Tee2上端之间的耦合以磁耦合为主，耦合会产生额外的电参数，对阻抗匹配产生影响，在电感外部加屏蔽体后耦合明显减小；实际应用时，第一电感L1采用与上述仿真电感等值且Q值在60以上的铁氧体或硅钢外壳屏蔽贴片电感，外壳的高磁导率能有效减少磁耦合的影响；屏蔽电感的尺寸增大两个T型微带线的距离，也减小了T型微带线之间的耦合；第一电容C1加金属屏蔽外壳，外壳接地；交变电场对敏感电路的耦合干扰电压大小取决于交变电场电压、耦合电容和金属屏蔽体接地电阻之积；使金属屏蔽体良好接地，就能使交变电场对敏感电路的耦合干扰电压变得很小；T型微带线三个连接端宽度均相等，为0.625mm。
6.根据权利要求1所述的一种射频收发电路，其特征在于：用ADS设置微带线的参数完成从差分端(300+j*100)欧姆阻抗到单端50欧姆阻抗的共轭阻抗匹配，阻抗匹配对负载阻抗与源阻抗进行匹配适配，以得到最大功率输出；ADS原理图-版图联合仿真结果显示匹配电路在433MHz,端口二Port2匹配时反射系数S11为-24.352dB，端口一Port1匹配时反射系数S22为-33.219dB，反射系数满足匹配要求；当一边端口匹配时，另一端口的反向传输系数S12和S21，均为-0.24dB；
根据公式S21(dB)＝20log10S21(线性值)和插损IL(dB)＝-20log10|S21(线性值)|，将S21转换为插损，转换后在433MHz时的插损为0.238dB；仿真结果显示S11的-20dB带宽约为27MHz,S22的-20dB带宽约为39MHz；因此，该匹配电路在433MHz附近带宽为27MHz。
7.根据权利要求1所述的一种射频收发电路，其特征在于：所述的滤波电路由分立元件组成，包括：第二电容C2、第三电容C3，第二电感L2、第三电感L3和第一平行耦合微带线CFL1；第二电感L2的一端与第二电容C2的一端连接，此连接处也是滤波的电路的输入端，此输入端与所述第二电子开关不动端22连接，其端口阻抗为50欧姆，此输入端为仿真时的端口一；第二电感L2的另一端接地；第二电容C2的另一端与所述第一平行耦合微带线CFL1的上微带线连接；第一平行耦合微带线CFL1的下微带线与所述的第三电感L3的一端、第三电容C的3一端连接，第三电感L3的另一端是滤波电路的输出端口，与所述射频电路的低噪声放大电路连接，端口阻抗为50欧姆，此输出端口为仿真时的端口二；第三电容C3的另一端接地；第二电感L2为村田电感，型号为LQG15WH13NG02，该电感在433MHz的Q值为35，第三电感L3也是村田电感，型号为LQW04AN25NH00，433MHz的Q值为29.5；集总参数平行耦合微带线和分布参数元件电容、电感结合。
8.根据权利要求1所述的一种射频收发电路，其特征在于：电路板介质材料为FR4，其介电常数在4.5，正切损耗值为0.02，厚度为0.8mm；第一平行耦合微带线、第一T型微带线和第二T型微带线、第一、二、三微带线介质均为FR4，走线厚35um。
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