CN109980942A - 一种基于分段式变压器的dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于分段式变压器的DC‑DC变换器，包括：分段式变压器、反激输出电路、谐振电路和滤波电路；所述分段式变压器包括原边绕组和分段式副边绕组；所述反激输出电路用于提供反激电压，所述反激电压与所述输入电源提供的输入电压共同作为所述分段式变压器原边励磁绕组的输入电压；所述分段式副边绕组用于根据所述输入电源提供的输入电压大小，改变变压器变比，实现稳定输出电压，降低在宽电压输入范围下变频控制的复杂度，减小所述主开关管Q的电压应力；所述谐振电路用于实现所述正激二极管D2的软开通；所述滤波电路用于减小输出纹波。本发明的DC‑DC变换器大幅度降低了在宽输入范围下变频控制的复杂度，突破了调频有限的局限，工作效率高。

Description

一种基于分段式变压器的DC-DC变换器
技术领域
本发明属于开关电源领域，更具体地，涉及一种基于分段式变压器的DC-DC变换器。
背景技术
随着科技的进步，电力电子变换装置被广泛的应用在通信，数据中心，照明等领域。但是由于不同国家不同标准电网电压以及电网电压波动等问题，单一标准化的DC-DC变换器很难满足不同用户的需求。因此，宽范围输入的DC-DC变换器越来越受到用户的青睐。此外，在一些特别的应用场合，常常会出现供电设备输出超出正常工作范围的变化，如坦克、铁路机车等，为保证这些设备的正常工作，适应输入宽范围变化的DC-DC变换器是必不可少的。
图1是传统正/反激混合式拓扑，其输出包括正激输出与反激输出。由于其采用正激、反激串联型结构，输出侧需要较大的电容减小输出的纹波。为了解决这一缺点，可以将反激部分转移到原边，采用原边串联的结构来减小对输出电容的要求。此外，为了进一步提高效率，在输出侧添加LC谐振来实现副边二极管和主开关管的软开通。
图2是谐振式正/反激混合式拓扑，其输出电压的范围主要取决于原副边匝数比，在输入电压小范围变化时通过调控占空比来控制输出电压稳定；当输入电压大幅度下降时，为保持输出稳定，则需要较大的反激输出，开关器件Q将会承受较大的电压应力；当输入电压大幅度增加时，受变压器匝数比的限制，变换器基本无法保持额定输出，因此谐振式正反激混合式结构的Forward-Flyback混合式DC-DC变换器无法满足宽范围输入的要求。
基于以上分析，目前常见的单级式拓扑无法在宽范围输入的同时达到高转换效率，通常采用两级式结构来兼顾宽输入范围和高转换效率，但其结构相对复杂，需要多个功率器件，成本较高。
因此，有必要提出一种能够适合宽输入范围且同时具有高转换效率的单级式变换器。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，旨在解决现有的单级式DC-DC变换器输入电压范围有限且转化效率低的问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，包括：分段式变压器、反激输出电路和谐振电路；
所述分段式变压器包括原边绕组和分段式副边绕组；
所述原边绕组包括串联的励磁绕组和反激绕组，所述励磁绕组和反激绕组绕组方向相同；
所述励磁绕组与所述反激输出电路串联后通过主开关管Q连接输入电源；
所述分段式副边绕组通过正激二极管D2与所述谐振电路的输入端连接；
所述反激输出电路用于提供反激电压，所述反激电压与所述输入电源提供的输入电压共同作为所述分段式变压器原边励磁绕组的输入电压；
所述分段式副边绕组用于根据所述输入电源提供的输入电压大小，选择副边绕组匝数，以改变所述分段式变压器变比，实现稳定输出电压，降低在宽电压输入范围下变频控制的复杂度，减小所述主开关管Q的电压应力；
所述谐振电路用于控制所述正激二极管D2的开通和关断。
进一步地，所述反激电路包括：反激二极管D1和反激电容C；
所述反激二极管D1与所述反激绕组串联后与所述反激电容C并联。
进一步地，所述分段式副边绕组包括多个并联的副边绕组支路，每个所述副边绕组支路包括串联的副边绕组Nsn和开关Sn，每个所述副边绕组绕组方向相同；其中，n为所述副边绕组支路的数量。
进一步地，根据所述输入电源提供的输入电压大小，通过开关Sn选择副边绕组支路的接入数量，以改变所述分段式变压器变比：
在输入电压小范围变化时，通过占空比来实现稳定输出电压；
在输入电压大幅度下降时，增大所述副边绕组支路的接入数量，使变压器工作在低变比模式，以减小主开关管Q的电压应力并实现稳定输出电压；
当输入电压大幅度增加时，减小所述副边绕组支路的接入数量，使变压器工作在高变比模式，实现稳定输出电压。
优选地，为适应较大的输入范围并使变换器结构简单，所述副边绕组支路数量n为2、3或4。
进一步地，所述谐振电路包括并联的谐振电容Cr和谐振电感Lr。
优选地，所述DC-DC变换器还包括：滤波电路，所述滤波电路的输入端与所述谐振电路的输出端连接，用于减小所述输出电压纹波。
进一步地，所述滤波电路包括并联的滤波电容C0和滤波电感Lo。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：
(1)本发明通过设置分段式副边绕组，根据输入电压大小选择副边绕组匝数，进而改变变压器变压比，能够在不影响系统稳定运行的前提下保持输出稳定，大幅降低了在宽电压输入范围下变频控制的复杂度。
(2)本发明根据不同的输入电压选择不同的变比，在输入电压较低时增大副边绕组匝数，使变压器运行在低变比模式，降低了主开关管和反激二极管的电压应力，减小了开关损耗，工作效率高。
附图说明
图1是传统正/反激混合式拓扑；
图2是谐振式正/反激混合式拓扑；
图3是本发明的一种基于分段式变压器的DC-DC变换器结构示意图；
图4本发明的变换器中分段式变压器的结构示意图；
图5是基于两段式副边绕组的DC-DC变换器结构示意图；
图6是基于两段式副边绕组的DC-DC变换器的输入输出示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明提供了一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，包括：分段式变压器、反激输出电路、谐振电路和滤波电路；
所述分段式变压器包括原边绕组和分段式副边绕组；
所述原边绕组包括串联的励磁绕组NP1和反激绕组NP2，所述励磁绕组NP1和反激绕组NP2绕组方向相同；
所述励磁绕组NP1与所述反激输出电路串联后通过主开关管Q连接输入电源；
所述分段式副边绕组通过正激二极管D2与所述谐振电路的输入端连接；
所述反激输出电路用于提供反激电压，所述反激电压与所述输入电源提供的输入电压共同作为所述分段式变压器原边励磁绕组NP1的输入电压；
所述分段式副边绕组用于根据所述输入电源提供的输入电压大小，选择副边绕组匝数，以改变所述分段式变压器变比，实现稳定输出电压，降低在宽电压输入范围下变频控制的复杂度，减小所述主开关管Q的电压应力；
所述谐振电路用于实现所述正激二极管D2的软开通。
具体地，如图3所示，所述反激电路包括：反激二极管D1和反激电容C；
所述反激二极管D1与所述反激绕组NP2串联后与所述反激电容C并联。
如图4所示，分段式副边绕组包括多个并联的绕组支路，每个绕组支路包括串联的绕组Nsn和开关Sn,每个副边绕组绕组方向相同；其中，n为所述副边绕组支路的数量；
谐振电路包括并联的谐振电容Cr和谐振电感Lr。
滤波电路包括并联的滤波电容C0和滤波电感Lo。
本发明中变换器的工作原理为：主开关管Q开通时，原边励磁电流开始线性增加，副边谐振电路开始谐振，谐振能量储存在谐振电容Cr上，当谐振电流降到0时，由于副边二极管D2的单向导通作用，谐振过程结束，储存在谐振电容Cr中的能量开始线性传递到输出端；此时开关管仍保持开通，变压器励磁电流继续线性增加，当主开关管关断后，原边电路开始工作在反激模式，储存在励磁电感Lm中的能量开始给反激电容充电。
由于该拓扑将反激输出移至原边并与输入串联，其等效输入电压Vin_eqv为外加电源电压Vin与反激输出电压Vc之和，即Vin_eqv＝Vin+VC；其输出电压V0取决于原边与副边的匝数比，即
基于上述工作原理，本发明根据输入电源提供的输入电压大小，通过开关Sn选择副边绕组支路的接入数量，以改变所述分段式变压器变比的具体方法为：在输入电压小范围变化时，通过占空比来保持输出稳定；当输入电压大幅度下降时，为保持输出稳定，则需要较大的反激输出，开关管Q将会承受较大的电压应力，影响系统的稳定性，此时通过增大变压器副边绕组匝数，使变压器工作在低变比模式，以减小主开关管Q的电压应力并保持输出稳定；当输入电压大幅度增加时，通过减小变压器副边绕组匝数，使变压器工作在高变比模式，保持系统输出稳定。
下面以图5所示的基于两段式副边绕组的变换器为例，对其工作原理进行详细说明。
参考图6，当输入电压较高且变化范围较小时，选择S1闭合，S2断开，变换器工作在高变比模式；工作原理为：主开关管Q开通时，原边励磁电流开始线性增加，正激二极管D2导通，副边谐振电路LrCr开始谐振，当谐振电流降到0时，由于D2的作用，谐振过程结束，谐振能量储存在谐振电容Cr上，D2零电流关断，储存在谐振电容中的能量开始线性传递到输出端，此时主开关管Q仍保持开通，变压器励磁电流继续线性增加；当主开关管Q关断后，电路开始工作在反激模式，储存在励磁电感Lm中的能量开始通过反激二极管D1给反激电容C充电，如果在下一个开关周期之前励磁电流下降到0，变换器将会工作在电流断续模式(DCM)状态下。电流断续模式(DCM)与电流连续模式(CCM)工作状态基本相同，但其具有一个额外的工作状态：开关管仍保持关断状态并且励磁电流保持为0，谐振电容持续给输出端放电。
当输入电压突然减小时，若仍保持原来的变比则需要较高的反激输出来维持输出不变，由电路原理可知，此时加在主开关管Q上的电压应力为故主开关管器件将会承受很大的电压应力，影响系统的稳定性。为保持系统平稳运行，选择S1断开，S2闭合，变换器的工作模态与之前相同，副边绕组匝数增加，变换器工作在低变比模式，相同输出下所需等效输入电压减小，从而在保持输出稳定的前提下增加了系统的可靠性。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，其特征在于，包括：分段式变压器、反激输出电路和谐振电路；
所述分段式变压器包括原边绕组和分段式副边绕组；
所述原边绕组包括串联的励磁绕组和反激绕组，所述励磁绕组和反激绕组绕组方向相同；
所述励磁绕组与所述反激输出电路串联后通过主开关管Q连接输入电源；
所述分段式副边绕组通过正激二极管D2与所述谐振电路的输入端连接；
所述反激输出电路用于提供反激电压，所述反激电压与所述输入电源提供的输入电压共同作为所述分段式变压器原边励磁绕组的输入电压；
所述分段式副边绕组用于根据所述输入电源提供的输入电压大小，选择副边绕组匝数，以改变所述分段式变压器变比，实现稳定输出电压，降低在宽电压输入范围下变频控制的复杂度，减小所述主开关管Q的电压应力；
所述谐振电路用于控制所述正激二极管D2的开通的关断。
2.根据权利要求1所述的一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，其特征在于，所述反激电路包括：反激二极管D1和反激电容C；
所述反激二极管D1与所述反激绕组串联后与所述反激电容C并联。
3.根据权利要求1或2所述的一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，其特征在于，所述分段式副边绕组包括多个并联的副边绕组支路，每个所述副边绕组支路包括串联的副边绕组Nsn和开关Sn，每个所述副边绕组绕组方向相同；其中，n为所述副边绕组支路的数量；
根据所述输入电源提供的输入电压大小，通过开关Sn选择副边绕组支路的接入数量，以改变所述分段式变压器变比，实现稳定输出电压。
4.根据权利要求3所述的一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，其特征在于，所述改变所述分段式变压器变比的方法具体为：
所述输入电压小范围变化时，通过占空比实现稳定输出电压；
所述输入电压大幅度下降时，增大所述副边绕组支路的接入数量，使所述分段式变压器工作在低变比模式，以减小所述主开关管Q的电压应力并实现稳定输出电压；
所述输入电压大幅度增加时，减小所述副边绕组支路的接入数量，使所述分段式变压器工作在高变比模式，实现稳定输出电压。
5.根据权利要求3所述的一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，其特征在于，为适应较大的输入范围并使变换器结构简单，所述副边绕组支路数量n为2、3或4。
6.根据权利要求1所述的一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，其特征在于，所述谐振电路包括并联的谐振电容Cr和谐振电感Lr。
7.根据权利要求1或6任一项所述的一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，其特征在于，所述DC-DC变换器还包括：滤波电路，所述滤波电路的输入端与所述谐振电路的输出端连接，用于减小所述输出电压纹波。
8.根据权利要求7所述的一种基于分段式变压器的DC-DC变换器，其特征在于，所述滤波电路包括并联的滤波电容C0和滤波电感Lo。
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