CN109951088B - 用于电动车充电机的单级式ac-dc变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

用于电动车充电机的单级式AC‑DC变换器的控制方法，属于电能变换技术领域，本发明为解决现有电动车充电机单级式AC‑DC变换器控制方法存在开关损耗大、电流畸变和电流应力大等问题。本发明在每个锯齿波的起始时刻，采集交流电源输入的电压，通过锁相环获取交流侧电压的幅值、相角和频率；设置交流侧的电流幅值参考值和电流相位参考值；获得调制波的实时相角；获取交流侧电流的实时相角参考值，获取交流侧电流瞬时参考值，与交流侧电流实际值做差后，差值经过比例谐振控制器，输出取绝对值后获得调制波；对极性进行判断，当极性一致时，在单级式AC‑DC变换器的H桥变换器中插入短时反向电压，消除电压尖峰。本发明用于电能变换。

Description

用于电动车充电机的单级式AC-DC变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种单级式AC-DC变换器的控制方法，属于电能变换技术领域。

背景技术

随着电动车的日益普及，对电动车充电机的要求也不断提高，尤其是在大功率化、高功率密度以及高效率、长寿命等方面的要求。大功率化的充电机对于缩短电动车充电时间，进而减轻电动车用户的里程焦虑具有重要作用。而高功率密度和高效率、长寿命意味着降低对物理空间的占用，同时降低用户的使用成本。

高频隔离型单级式AC-DC变换器通过一级结构实现AC到DC的变换，无需在直流侧设置大容值电容，而且可以实现所有开关器件的软开关，因此易于大功率化和实现高功率密度、长寿命，在电动车充电系统中具有广阔的应用前景。

对于高频隔离型单级式AC-DC变换器而言，由于隔离变压器漏感的存在，在各个开关周期中需要协调控制各个开关管，以确保始终能够为变压器电流提供续流路径，以避免因电流突变而产生电压尖峰，烧毁功率器件。现有调制策略中对这一问题给出了相应的解决方案，但是均以双极性调制思想为基础，造成所有功率器件处于高频开关状态，导致开关损耗增加，同时会造成交流侧电流的波动增加，需要增加交流侧滤波电感来使其满足相应的并网标准，提高了系统体积和成本。

另外，现有调制策略中，普遍认为调制波的相位与交流侧电压相位一致，忽略二者相位差，导致在调制波和交流侧电压、电流相位不一致的区间，产生电流畸变和大的电流应力。现有方案中并未有对这一问题的解决方案，导致高频隔离型单级式AC-DC变换器的工作性能降低，削弱了其实际应用价值。

发明内容

本发明目的是为了解决现有电动车充电机的单级式AC-DC变换器的控制方法存在开关损耗大、电流畸变和电流应力大等问题，提供了一种用于电动车充电机的单级式AC-DC变换器的控制方法。

本发明所述用于电动车充电机的单级式AC-DC变换器的控制方法，该控制方法的具体过程为：

S1、设置锯齿波，在每个锯齿波的起始时刻，采集交流电源输入的电压，通过锁相环获取交流侧电压的幅值、相角和频率；

设置交流侧的电流幅值参考值和电流相位参考值；

S2、根据交流侧电压的幅值、相角、频率、交流侧的电流幅值参考值和电流相位参考值，获得调制波的实时相角；

S3、获取交流侧电流的实时相角参考值，获取交流侧电流瞬时参考值，与交流侧电流实际值做差后，差值经过比例谐振控制器，输出取绝对值后获得调制波；

S4、根据调制波的实时相角和交流侧电流的实时相角参考值对极性进行判断，当极性一致时，在单级式AC-DC变换器的H桥变换器中插入短时反向电压，消除电压尖峰。

优选的，交流侧电压的幅值为U_m，相角为θ_g，频率为ω，交流侧的电流幅值参考值为

电流相位参考值为

S2所述获得调制波的实时相角的具体方法为：

获取调制波的实时相角θ_con：

其中，L表示交流侧滤波电感的电感值。

优选的，S3所述获取交流侧电流的实时相角参考值的具体方法为：

将交流侧的电流相位参考值与交流侧电压的相角相加，获得交流侧电流的实时相角参考值。

优选的，S3所述获取交流侧电流瞬时参考值的具体方法为：

求取交流侧电流的实时相角参考值的正弦值，将正弦值与交流侧的电流幅值参考值相乘，获得交流侧电流瞬时参考值。

优选的，S4的具体过程为：

根据调制波的实时相角和交流侧电流的实时相角参考值对极性进行判断：

当交流侧电流的实时相角参考值大于或等于0°、并且小于或等于180°，调制波的实时相角大于或等于0°、并且小于或等于180°时，S_1a和S_3b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_4a和S_4b保持关断，S_1b、S_2a、S_2b和S_3a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通后保持ton时间关断，Q₂和Q₃关断后Q₁和Q₄导通，S_1b、S_4a和S_4b保持导通，S_2a、S_2b和S_3a保持关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_2a和S_2b保持关断，S_1b、S_3a、S_4a、S_4b保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通后保持ton时间关断，Q₁和Q₄关断后Q₂和Q₃导通，S_1b、S_4a和S_4b关断，S_2a、S_2b和S_3a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值大于180°，调制波的实时相角小于或等于180°时，S_1a和S_3b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_4a和S_4b保持关断，S_1b、S_2a、S_2b和S_3a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通，S_1b、S_4a和S_4b导通，S_2a、S_2b和S_3a关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_2a和S_2b保持关断，S_1b、S_3a、S_4a、S_4b保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通，S_1b、S_4a和S_4b关断，S_2a、S_2b和S_3a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值大于180°、并且小于360°，调制波的实时相角大于180°、并且小于360°时，S_2a和S_4b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_3a和S_3b保持关断，S_1a、S_1b、S_2b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通后保持ton时间关断，Q₂和Q₃关断后Q₁和Q₄导通，S_2b、S_3a和S_3b保持导通，S_1a、S_1b和S_4a保持关断，直至周期结束；

在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_1a和S_1b保持关断，S_2b、S_3a、S_3b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通后保持ton时间关断，Q₁和Q₄关断后Q₂和Q₃导通，S_2b、S_3a和S_3b关断，S_1a、S_1b和S_4a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值和调制波的实时相角均不满足上述条件时，S_2a和S_4b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_3a和S_3b保持关断，S_1a、S_1b、S_2b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通，S_2b、S_3a和S_3b保持导通，S_1a、S_1b和S_4a保持关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_1a和S_1b保持关断，S_2b、S_3a、S_3b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通，S_2b、S_3a和S_3b关断，S_1a、S_1b和S_4a导通，直至周期结束。

本发明的优点：

1、以单极性控制思想为基础，显著降低了单级式AC-DC变换器的开关损耗；

2、通过在线计算调制波的准确相角并在不同区间采取不同的控制方案，解决了交流侧电流存在的畸变和电流应力大等问题，显著提高了单级式AC-DC变换器的工作性能。

附图说明

图1是本发明所述单级式AC-DC变换器的结构示意图；

图2是本发明所述获得调制波的原理框图；

图3是调制策略的工作波形图；

图4是调制策略在交流侧电流和调制波相位不一致时的工作波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式所述用于电动车充电机的单级式AC-DC变换器的控制方法，单级式AC-DC变换器包括交流侧滤波电感、功率开关S_1a、S_1b、S_2a、S_2b、S_3a、S_3b、S_4a、S_4b、Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和隔离变压器；S_1a、S_1b、S_2a、S_2b、S_3a、S_3b、S_4a和S_4b分别反向并联一个二极管，Q₁、Q₂、Q₃和Q₄分别反向并联一个二极管，Q₁、Q₂、Q₃和Q₄分别并联一个电容；

交流电源的一端连接交流侧滤波电感的一端，交流侧滤波电感的另一端同时连接功率开关S_1b的输入端和功率开关S_2a的输入端，功率开关S_1b的输出端连接功率开关S_1a的输出端，功率开关S_1a的输入端同时连接功率开关S_3a的输入端和隔离变压器第一绕组的同名端，功率开关S_3a的输出端连接功率开关S_3b的输出端；功率开关S_2a的输出端连接功率开关S_2b的输出端，功率开关S_2b的输入端同时连接功率开关S_4b的输入端和隔离变压器第一绕组的异名端，功率开关S_4b的输出端连接功率开关S_4a的输出端；功率开关S_3b的输入端同时连接功率开关S_4a的输入端和交流电源的另一端；

隔离变压器第二绕组的同名端同时连接功率开关Q₁的输出端和功率开关Q₂的输入端，隔离变压器第二绕组的异名端同时连接功率开关Q₃的输出端和功率开关Q₄的输入端，功率开关Q₁的输入端和功率开关Q₃的输入端相连，公共连接点作为直流侧的正极端，功率开关Q₂的输出端和功率开关Q₄的输出端相连，公共连接点作为直流侧的负极端；

该控制方法的具体过程为：

S1、设置锯齿波，在每个锯齿波的起始时刻，采集交流电源输入的电压，通过锁相环获取交流侧电压的幅值、相角和频率；

设置交流侧的电流幅值参考值和电流相位参考值；

S2、根据交流侧电压的幅值、相角、频率、交流侧的电流幅值参考值和电流相位参考值，获得调制波的实时相角；

S3、获取交流侧电流的实时相角参考值，获取交流侧电流瞬时参考值，与交流侧电流实际值做差后，差值经过比例谐振控制器，输出取绝对值后获得调制波；

S4、根据调制波的实时相角和交流侧电流的实时相角参考值对极性进行判断，当极性一致时，在单级式AC-DC变换器的H桥变换器中插入短时反向电压，消除电压尖峰。

本实施方式中，通过实时检测调制波相角并对调制策略进行在线切换，解决了电压尖峰和过零点畸变问题。

具体实施方式二：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步说明，S1所述交流侧电压的幅值为U_m，相角为θ_g，频率为ω，交流侧的电流幅值参考值为

电流相位参考值为

S2所述获得调制波的实时相角的具体方法为：

获取调制波的实时相角θ_con：

其中，L表示交流侧滤波电感的电感值。

具体实施方式三：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式一或二作进一步说明，S3所述获取交流侧电流的实时相角参考值的具体方法为：

将交流侧的电流相位参考值与交流侧电压的相角相加，获得交流侧电流的实时相角参考值。

具体实施方式四：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式三作进一步说明，S3所述获取交流侧电流瞬时参考值的具体方法为：

求取交流侧电流的实时相角参考值的正弦值，将正弦值与交流侧的电流幅值参考值相乘，获得交流侧电流瞬时参考值。

具体实施方式五：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式一或四作进一步说明，S4的具体过程为：

根据调制波的实时相角和交流侧电流的实时相角参考值对极性进行判断：

当交流侧电流的实时相角参考值大于或等于0°、并且小于或等于180°，调制波的实时相角大于或等于0°、并且小于或等于180°时，S_1a和S_3b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_4a和S_4b保持关断，S_1b、S_2a、S_2b和S_3a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通后保持ton时间关断，Q₂和Q₃关断后Q₁和Q₄导通，S_1b、S_4a和S_4b保持导通，S_2a、S_2b和S_3a保持关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_2a和S_2b保持关断，S_1b、S_3a、S_4a、S_4b保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通后保持ton时间关断，Q₁和Q₄关断后Q₂和Q₃导通，S_1b、S_4a和S_4b关断，S_2a、S_2b和S_3a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值大于180°，调制波的实时相角小于或等于180°时，S_1a和S_3b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_4a和S_4b保持关断，S_1b、S_2a、S_2b和S_3a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通，S_1b、S_4a和S_4b导通，S_2a、S_2b和S_3a关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_2a和S_2b保持关断，S_1b、S_3a、S_4a、S_4b保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通，S_1b、S_4a和S_4b关断，S_2a、S_2b和S_3a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值大于180°、并且小于360°，调制波的实时相角大于180°、并且小于360°时，S_2a和S_4b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_3a和S_3b保持关断，S_1a、S_1b、S_2b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通后保持ton时间关断，Q₂和Q₃关断后Q₁和Q₄导通，S_2b、S_3a和S_3b保持导通，S_1a、S_1b和S_4a保持关断，直至周期结束；

在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_1a和S_1b保持关断，S_2b、S_3a、S_3b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通后保持ton时间关断，Q₁和Q₄关断后Q₂和Q₃导通，S_2b、S_3a和S_3b关断，S_1a、S_1b和S_4a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值和调制波的实时相角均不满足上述条件时，S_2a和S_4b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_3a和S_3b保持关断，S_1a、S_1b、S_2b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通，S_2b、S_3a和S_3b保持导通，S_1a、S_1b和S_4a保持关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_1a和S_1b保持关断，S_2b、S_3a、S_3b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通，S_2b、S_3a和S_3b关断，S_1a、S_1b和S_4a导通，直至周期结束。

本实施方式中，ton时间可以设置为任意时间区间，也可以设置为500ns。

图2和图3为本发明控制方法的结构原理图以及调制策略的工作波形图，在每个锯齿波的周期内，计算调制波的实时相角，并通过与交流侧电流的极性对比，在调制波和交流侧电流的极性不一致时，采取不同的调制策略来实现在整个交流电流的周期内，均能消除电流畸变和削弱电流应力。

在交流侧电流和调制波的极性一致时，在第一锯齿波的周期内，Q₂、Q₃保持一小段时间导通的目的是快速提高变压器电流使其与交流侧电流相等，从而消除电压尖峰，在第二锯齿波周期Q₁、Q₄保持一小段时间导通的目的与此相同。而在交流侧电流和调制波的极性不一致时，此时的传输功率方向已经反向，因此需要消除Q₂、Q₃或Q₁、Q₄保持一小段时间导通的工作状态，以避免引起大的电流尖峰，相应的工作波形如图4所示，由图4可知，没有产生大的电流应力和电流畸变。

Claims (1)

1.用于电动车充电机的单级式AC-DC变换器的控制方法，单级式AC-DC变换器包括交流侧滤波电感、功率开关S_1a、S_1b、S_2a、S_2b、S_3a、S_3b、S_4a、S_4b、Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和隔离变压器；S_1a、S_1b、S_2a、S_2b、S_3a、S_3b、S_4a和S_4b分别反向并联一个二极管，Q₁、Q₂、Q₃和Q₄分别反向并联一个二极管，Q₁、Q₂、Q₃和Q₄分别并联一个电容；

交流电源的一端连接交流侧滤波电感的一端，交流侧滤波电感的另一端同时连接功率开关S_1b的输入端和功率开关S_2a的输入端，功率开关S_1b的输出端连接功率开关S_1a的输出端，功率开关S_1a的输入端同时连接功率开关S_3a的输入端和隔离变压器第一绕组的同名端，功率开关S_3a的输出端连接功率开关S_3b的输出端；功率开关S_2a的输出端连接功率开关S_2b的输出端，功率开关S_2b的输入端同时连接功率开关S_4b的输入端和隔离变压器第一绕组的异名端，功率开关S_4b的输出端连接功率开关S_4a的输出端；功率开关S_3b的输入端同时连接功率开关S_4a的输入端和交流电源的另一端；

隔离变压器第二绕组的同名端同时连接功率开关Q₁的输出端和功率开关Q₂的输入端，隔离变压器第二绕组的异名端同时连接功率开关Q₃的输出端和功率开关Q₄的输入端，功率开关Q₁的输入端和功率开关Q₃的输入端相连，公共连接点作为直流侧的正极端，功率开关Q₂的输出端和功率开关Q₄的输出端相连，公共连接点作为直流侧的负极端；

该控制方法的具体过程为：

S1、设置锯齿波，在每个锯齿波的起始时刻，采集交流电源输入的电压，通过锁相环获取交流侧电压的幅值、相角和频率；

设置交流侧的电流幅值参考值和电流相位参考值；

S2、根据交流侧电压的幅值、相角、频率、交流侧的电流幅值参考值和电流相位参考值，获得调制波的实时相角；

S3、获取交流侧电流的实时相角参考值，获取交流侧电流瞬时参考值，与交流侧电流实际值做差后，差值经过比例谐振控制器，输出取绝对值后获得调制波；

S4、根据调制波的实时相角和交流侧电流的实时相角参考值对极性进行判断，当极性一致时，在单级式AC-DC变换器的H桥变换器中插入短时反向电压，消除电压尖峰；

S1所述交流侧电压的幅值为U_m，相角为θ_g，频率为ω，交流侧的电流幅值参考值为

电流相位参考值为

S2所述获得调制波的实时相角的具体方法为：

获取调制波的实时相角θ_con：

其中，L表示交流侧滤波电感的电感值；

S3所述获取交流侧电流的实时相角参考值的具体方法为：

将交流侧的电流相位参考值与交流侧电压的相角相加，获得交流侧电流的实时相角参考值；

S3所述获取交流侧电流瞬时参考值的具体方法为：

求取交流侧电流的实时相角参考值的正弦值，将正弦值与交流侧的电流幅值参考值相乘，获得交流侧电流瞬时参考值；

其特征在于，S4的具体过程为：

根据调制波的实时相角和交流侧电流的实时相角参考值对极性进行判断：

当交流侧电流的实时相角参考值大于或等于0°、并且小于或等于180°，调制波的实时相角大于或等于0°、并且小于或等于180°时，S_1a和S_3b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_4a和S_4b保持关断，S_1b、S_2a、S_2b和S_3a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通后保持ton时间关断，Q₂和Q₃关断后Q₁和Q₄导通，S_1b、S_4a和S_4b保持导通，S_2a、S_2b和S_3a保持关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_2a和S_2b保持关断，S_1b、S_3a、S_4a、S_4b保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通后保持ton时间关断，Q₁和Q₄关断后Q₂和Q₃导通，S_1b、S_4a和S_4b关断，S_2a、S_2b和S_3a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值大于180°，调制波的实时相角小于或等于180°时，S_1a和S_3b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_4a和S_4b保持关断，S_1b、S_2a、S_2b和S_3a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通，S_1b、S_4a和S_4b导通，S_2a、S_2b和S_3a关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_2a和S_2b保持关断，S_1b、S_3a、S_4a、S_4b保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通，S_1b、S_4a和S_4b关断，S_2a、S_2b和S_3a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值大于180°、并且小于360°，调制波的实时相角大于180°、并且小于360°时，S_2a和S_4b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_3a和S_3b保持关断，S_1a、S_1b、S_2b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通后保持ton时间关断，Q₂和Q₃关断后Q₁和Q₄导通，S_2b、S_3a和S_3b保持导通，S_1a、S_1b和S_4a保持关断，直至周期结束；

在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_1a和S_1b保持关断，S_2b、S_3a、S_3b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通后保持ton时间关断，Q₁和Q₄关断后Q₂和Q₃导通，S_2b、S_3a和S_3b关断，S_1a、S_1b和S_4a导通，直至周期结束；

当交流侧电流的实时相角参考值和调制波的实时相角均不满足上述条件时，S_2a和S_4b保持导通；在每个控制周期中设置两个锯齿波，在第一个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_3a和S_3b保持关断，S_1a、S_1b、S_2b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₁和Q₄导通，S_2b、S_3a和S_3b保持导通，S_1a、S_1b和S_4a保持关断，直至周期结束；

在第二个锯齿波的周期中，将锯齿波与调制波进行比较：

当锯齿波大于调制波时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、S_1a和S_1b保持关断，S_2b、S_3a、S_3b和S_4a保持导通；

当锯齿波小于调制波时，Q₂和Q₃导通，S_2b、S_3a和S_3b关断，S_1a、S_1b和S_4a导通，直至周期结束。

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