CN109936520A - 一种猝发通信中低复杂度的gmsk解调定时同步方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法。在短时猝发通信系统中通常仅用一段同步序列来完成定时同步，降低了后续数据的可靠性。本发明如下：一、接收、拆分被处理序列，并进行匹配滤波。二、构造本地同步序列和位置索引序列，并计算平均功率和相关峰值。四、设定一个门限值ε，判断被处理序列是否有效。五、截取部分序列。六、计算相位，并根据相位进行旋转。本发明具有实现架构简单、复杂度低等特点，且其解调性能优于传统非相干解调方式，接近相干解调性能。本发明能够有效地消除定时同步产生的累积误差，从而提高了猝发通信系统的鲁棒性。

Description

一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法
技术领域
本发明属于猝发通信技术领域，具体涉及一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法。
背景技术
猝发通信是一种将需要传输的信息压缩处理后，在某个时间点把信息在短时间内发送出去的信息传输技术。该技术通过减少信号传输时长和增加信号传输时间的不确定性来降低信息被发现的概率，具有可靠性好和传输效率高的特点。在保密通信技术领域中具有重要的应用价值。
目前，在猝发通信系统中，GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying，高斯最小频移键控)调制技术得到了广泛的应用，该调制方式具有相位轨迹平滑、恒定包络及带外辐射小等优点。GMSK解调方式分为相干解调和非相干解调两种。相干解调性能优良，能有效遏制载波频偏和相位误差，但需要通过环路利用大量数据恢复出相干载波，这在短时猝发通信系统中难以实现，且相干解调实现架构较为复杂，成本高。非相干解调实现方式中主要分为限幅鉴频解调和差分解调两类。限幅鉴频解调抗噪声能力较弱且具有门限效应；差分解调虽然实现简单，但其解调抗干扰能力与相干解调方式，同样存在较大差距。
定时同步是猝发通信接收的重要处理环节，针对连续发射的信号，其定时同步方法是根据信息序列中插入的同步序列来确定定时同步位置，而在短时猝发通信系统中通常仅用一段同步序列来完成定时同步，降低了后续数据的可靠性。
针对上述GMSK解调定时同步方法的不足，对于短时猝发通信系统，需设计一种实现架构简单、解调性能良好且能有效遏制定时累积误差的非相干方式的解调定时同步方法。
发明内容
本发明的目的在于提供一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法。
本发明具体步骤如下：
步骤一、通信中的接收端持续接收到经过AD采样后的零中频序列为S；设定标志位Flag初始值为0。本通信系统的数据帧由在原始信息序列上按照长度为Lbark的巴克码的各比特取值，等间距插入Lbark个伪随机同步序列PNa得到，a的取值为0和1，与巴克码码字的0和1对应。所有同步序列PNa的长度均为LPN，被伪随机同步序列PNa隔开的各信息序列的长度均为Lx。
匹配滤波。计算滤波输出序列So如式(1)所示。
So＝S*ξ 式(1)
式(1)中，“*”是卷积运算，ξ是滤波器系数序列。
ξ的计算方法如式(2)所示。
式(2)中，“conj”是取共轭操作，L是产生GMSK信号的高斯滤波器矩形脉冲响应的截断长度，i＝1,2,3,...,L-1，y0(n)定义如式(3)所示，yi(n)的表达式如式(5)所示。
式(3)中，M为过采样率，gT(k)的表达式如式(4)所示。
式(4)中，Bb为高斯滤波器3dB带宽，Tb是数据帧中码元持续时间宽度，“erfc”是互补误差函数。
yi(n)＝y0(n+iTb) 式(5)
步骤二、构造本地同步序列F和位置索引序列I。本地同步序列F是由Lbark个同步序列PNa按照步骤一所定的数据帧中伪随机同步序列的排列顺序进行排列得到。位置索引序列I中的元素是序列PNa中各个元素依次在数据帧中的位置序号。
步骤三、将1赋值给w。
步骤四、计算序列So在下标w+I(1)-1～w+I(LbarkLPN)-1之间与F的内积，得到相关峰值G，如式(6)所示。
G＝So(w+I-1)·F 式(6)
式(6)中，“·”是内积运算。
步骤五、将相关峰值G作为序列C的第w个元素，得到相关峰值序列C。并进行判断，若Flag为0，则进入步骤六；若Flag为1，则跳至步骤八。
步骤六、计算序列S0在下标w-1+I(1)～w-1+I(LbarkLPN)之间的平均功率，得到P，如式(7)所示。
式(7)中，“| |”是取模操作。
步骤七、设定一个门限值ε，对比与ε的大小。若则将当前w值记为e，Flag置为1，进入步骤八；否则将w增大1，返回步骤四。参数ε根据实际工作环境仿真确定。数值越小，虚警概率越大，漏警概率越小，反之亦反。
步骤八、若w＜e+(Lbark+1)Lx+LbarkLPN+1，则将w增大1，返回步骤四；否则执行步骤九。
步骤九、截取序列C在下标e～e+(Lbark+1)Lx+LbarkLPN之间的信号，得到序列获取中最大值所对应的位置，记为d，则同步位置f可表示为f＝e+d-1。
步骤十、截取序列So在下标f-Lx～f+Lbark(LPN+Lx)之间的信号，得到序列
步骤十一、计算相位φ，即φ＝angle(c(f))，“angle”是求相角操作。根据φ对进行相位解旋得到解调数据的软信息序列如式(8)所示，从而最终完成解调和定时同步。
式(8)中，“exp”是以自然常数e＝2.71828为底的指数函数，
进一步地，步骤一中，L的取值为3～5。
进一步地，步骤七中，ε的取值范围在0.5～0.8，
本发明具有的有益效果是：
1、本发明具有实现架构简单、复杂度低等特点，且其解调性能优于传统非相干解调方式，接近相干解调性能。
2、本发明能够有效地消除定时同步产生的累积误差，从而提高了猝发通信系统的鲁棒性。
附图说明
图1为猝发通信系统的组帧方式示意图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步说明。
一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法的具体步骤如下：
步骤一、通信中的接收端持续接收到经过AD采样后的零中频序列为S；设定标志位Flag初始值为0。如图1所示，本通信系统的数据帧由在原始信息序列上按照长度为Lbark的巴克码的各比特取值，等间距插入Lbark个伪随机同步序列PNa得到，a的取值为0和1，与巴克码码字的0和1对应。所有同步序列PNa的长度均为LPN，被伪随机同步序列PNa隔开的各信息序列的长度均为Lx。
匹配滤波。计算滤波输出序列So如式(1)所示。
So＝S*ξ 式(1)
式(1)中，“*”是卷积运算，ξ是滤波器系数序列。
ξ的计算方法如式(2)所示。
式(2)中，“conj”是取共轭操作，L是产生GMSK信号的高斯滤波器矩形脉冲响应的截断长度，L的取值为3～5。i＝1,2,3,...,L-1，y0(n)定义如式(3)所示，yi(n)的表达式如式(5)所示。
式(3)中，M为过采样率，gT(k)的表达式如式(4)所示。
式(4)中，Bb为高斯滤波器3dB带宽，Tb是数据帧中码元持续时间宽度，“erfc”是互补误差函数。
yi(n)＝y0(n+iTb) 式(5)
步骤二、构造本地同步序列F和位置索引序列I。本地同步序列F是由Lbark个同步序列PNa按照步骤一所定的数据帧中伪随机同步序列的排列顺序进行排列得到。位置索引序列I中的元素是序列PNa中各个元素依次在数据帧中的位置序号。
步骤三、将1赋值给w。
步骤四、计算序列So在下标w+I(1)-1～w+I(LbarkLPN)-1之间与F的内积，得到相关峰值G，如式(6)所示。
G＝So(w+I-1)·F 式(6)
式(6)中，“·”是内积运算。
步骤五、将相关峰值G作为序列C的第w个元素，得到相关峰值序列C。并进行判断，若Flag为0，则进入步骤六；若Flag为1，则跳至步骤八。
步骤六、计算序列S0在下标w-1+I(1)～w-1+I(LbarkLPN)之间的平均功率，得到P，如式(7)所示。
式(7)中，“| |”是取模操作。
步骤七、设定一个门限值ε，ε的具体取值范围在0.5～0.8，对比与ε的大小。若则将当前w值记为e，Flag置为1，进入步骤八；否则将w增大1，返回步骤四。参数ε根据实际工作环境仿真确定。数值越小，虚警概率越大，漏警概率越小，反之亦反。e是一个记录粗同步位置的中间变量。
步骤八、若w＜e+(Lbark+1)Lx+LbarkLPN+1，则将w增大1，返回步骤四；否则执行步骤九。
步骤九、截取序列C在下标e～e+(Lbark+1)Lx+LbarkLPN之间的信号，得到序列获取中最大值所对应的位置，记为d，则同步位置f可表示为f＝e+d-1。
步骤十、截取序列So在下标f-Lx～f+Lbark(LPN+Lx)之间的信号，得到序列
步骤十一、计算相位φ，即φ＝angle(c(f))，“angle”是求相角操作。根据φ对进行相位解旋得到解调数据的软信息序列如式(8)所示，从而最终完成解调和定时同步。
式(8)中，“exp”是以自然常数e＝2.71828为底的指数函数，

Claims (3)

1.一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法，其特征在于：步骤一、通信中的接收端持续接收到经过AD采样后的零中频序列为S；设定标志位Flag初始值为0；本通信系统的数据帧由在原始信息序列上按照长度为Lbark的巴克码的各比特取值，等间距插入Lbark个伪随机同步序列PNa得到，a的取值为0和1，与巴克码码字的0和1对应；所有同步序列PNa的长度均为LPN，被伪随机同步序列PNa隔开的各信息序列的长度均为Lx；
匹配滤波；计算滤波输出序列So如式(1)所示；
So＝S*ξ 式(1)
式(1)中，“*”是卷积运算，ξ是滤波器系数序列；
ξ的计算方法如式(2)所示；
式(2)中，“conj”是取共轭操作，L是产生GMSK信号的高斯滤波器矩形脉冲响应的截断长度，i＝1,2,3,...,L-1，y0(n)定义如式(3)所示，yi(n)的表达式如式(5)所示；
式(3)中，M为过采样率，gT(k)的表达式如式(4)所示；
式(4)中，Bb为高斯滤波器3dB带宽，Tb是数据帧中码元持续时间宽度，“erfc”是互补误差函数；
yi(n)＝y0(n+iTb) 式(5)
步骤二、构造本地同步序列F和位置索引序列I；本地同步序列F是由Lbark个同步序列PNa按照步骤一所定的数据帧中伪随机同步序列的排列顺序进行排列得到；位置索引序列I中的元素是序列PNa中各个元素依次在数据帧中的位置序号；
步骤三、将1赋值给w；
步骤四、计算序列So在下标w+I(1)-1～w+I(LbarkLPN)-1之间与F的内积，得到相关峰值G，如式(6)所示；
G＝So(w+I-1)·F 式(6)
式(6)中，“·”是内积运算；
步骤五、将相关峰值G作为序列C的第w个元素，得到相关峰值序列C；并进行判断，若Flag为0，则进入步骤六；若Flag为1，则跳至步骤八；
步骤六、计算序列S0在下标w-1+I(1)～w-1+I(LbarkLPN)之间的平均功率，得到P，如式(7)所示；
式(7)中，“||”是取模操作；
步骤七、设定一个门限值ε，对比与ε的大小；若则将当前w值记为e，Flag置为1，进入步骤八；否则将w增大1，返回步骤四；参数ε根据实际工作环境仿真确定；
步骤八、若w＜e+(Lbark+1)Lx+LbarkLPN+1，则将w增大1，返回步骤四；否则执行步骤九；
步骤九、截取序列C在下标e～e+(Lbark+1)Lx+LbarkLPN之间的信号，得到序列获取中最大值所对应的位置，记为d，则同步位置f可表示为f＝e+d-1；
步骤十、截取序列So在下标f-Lx～f+Lbark(LPN+Lx)之间的信号，得到序列
步骤十一、计算相位φ，即φ＝angle(c(f))，“angle”是求相角操作；根据φ对进行相位解旋得到解调数据的软信息序列如式(8)所示，从而最终完成解调和定时同步；
式(8)中，“exp”是以自然常数e＝2.71828为底的指数函数，
2.根据权利要求1所述的一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法，其特征在于：步骤一中，L的取值为3～5。
3.根据权利要求1所述的一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法，其特征在于：步骤七中，ε的取值范围在0.5～0.8。
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