CN109936149A - 一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路 - Google Patents

Abstract

本发明提出的一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，电网系统电源的每两相之间分别跨接的一条支路电路；每一条支路电路由顺序串联的主晶闸管、主电容器和电抗器组成，主晶闸管并联有充电辅助电路，主电容器并联有放电辅助电路。本发明中，三条支路电路与对应的充电辅助电路和放电辅助电路配合形成了双辅助支路型独立三边接法，使得电网系统电源每两相电压之间的电容投切相互独立，有利于实现对三相不平衡性质负载的补偿；本发明中，通过放电辅助电路和充电辅助电路的配合，使得当支路电路退出时，主电容器电压始终维持在系统电压峰值处，实现了电容的快速投切，还能实现投入无冲击电流。

Description

一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路

技术领域

本发明涉及电网设备及无功补偿技术领域，尤其涉及一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路。

背景技术

配电网中用电负荷功率因数通常低于1，功率因数低对电网及用电质量影响很大，具体表现为：会使线路及电气设备中的电流增大，使损耗增大，增大电费支出；无功的传输，使系统线路未端电压降低，造成设备启动不畅或达不到额定出力；无功负荷在网上传送，占用了输、变、配电设备及线路的资宝贵资源，使上述设备利用率降低，如果功率因数过低，为达到用电设备所需容量，就要增大设备容量，提高了设备投资额；而且如果所需无功功率均由电网提供，发电侧就需要多出无功，而发无功也是需要能量，相当于降低了发电机的有功输出。为了降低配电网用户对电网的无功需求，电力公司通常运用罚款的形式限制用户侧的最低功率因数，用户为了达到电力公司的功率因数要求，通常会选择无功补偿装置来就地提供自身所需无功功率。幸运的是大部分用电设备所需无功均为感性(即由电网侧看去电流滞后电压)，所以所选无功补偿设备为容性(即由电网侧看去电流超前电压)即可解决问题。

在无功补偿设备的发展过程中，出现了多种形式的电容器投切形式，其中常见的有固定电容器、接触器投切电容器、晶闸管投切电容器、复合开关等，而从实用性及性价比角度，晶闸管投切电容器(TSC)以其较快的速度以及可靠耐用性占有最大市场份额。传统晶闸管投切电容器的形式为图1所示。图中A相与C相均包括一个双向晶闸管与电抗器绕组，而B相无晶闸管开关，系统直联电抗器绕组，三相电容器先接成三角形后与各相电抗器绕组相联接。A相与C相晶闸管同时开/关，即三相补偿同时投切。

图2为传统TSC的控制电路，晶闸管两端电压过零点检测由硬件完成(电压过零点检测电路1，2)，脉冲信号由NE555定时器产生，当上位机控制信号通过光耦下发至TSC模块时，HEF4011判断过零点信号及控制信号，在晶闸管两端电压过零点附近开始导通，脉冲信号通过变压器进行脉冲调整，达到双向晶闸管，从而使晶闸管导通，投入补偿。而当上位机关掉控制信号后，HEF4011将脉冲信号断开，双向晶闸管等待电流过零自然关断。

虽然这种投切形式控制电路相对简单，但存在很多固有缺点：

(1)晶闸管投入点完全靠硬件对其两端电压的过零点检测，这种检测方法只能称为“准过零点”检测。即在电压过零点前后的某个区间都可以投入，检测的准确性完全依靠电阻及光耦精确度，为了能够正常投入，通常将这个区间设置得足够宽，所以投入时因为两端电压不是真正零点，会导致较大的冲击电流，严重时还可能因电流过大烧坏晶闸管。

(2)只能做到单纯依靠晶闸管两端的电压来判断投入点。因为无功补偿的电流从系统侧看去呈容性(电流超前系统电压90度)，所以单纯依靠晶闸管两端的电压来判断投入点，相对于电容电流来说这个点是“随机”的，可以处于其稳态电流的较大值处，所以势必存在较长的暂态到稳态过渡时间，在暂态到稳态过渡时间内，电流非正弦波，如果容量较大，就可能会引起系统振荡。

(3)负载波动较大需要频繁投切时，此控制电路不能根据需求使晶闸管投切电容器快速投切。当控制信号关掉后，晶闸管会等待电流过零点自行关断，电流过零点正好是电压峰值点(因为电流超前电压90度)，由于串联电抗器的存在，关断时刻电容两端电压会比系统电压峰值高，只有靠电容内部的安全放电电阻将电容上的电压降至系统电压峰值附近时，过零检测电路才能检测到电压过零点，才能再次投入。由于电容内部的放电电阻数值很大，所以放电时间长，当负载波动较大需要频繁投切时就不能正常工作，不能真正实现晶闸管投切电容器的快速投切。

(4)传统电路的三个电容只能同投同退，否则会造成三相电抗器偏磁。而随着制造业的发展，近年来类似焊机的相间负载大量应用，电网的负载不平衡问题日趋严重，传统电路对电网不平衡的补偿显然无能为力。为了发挥晶闸管投切电容器的最大性能，有必要对晶闸管投切电容器电路进行升级，以使其真正达到快速，并适应对不平衡负载的补偿。

(5)当需要大量TSC模块投入电网时，由于晶闸管控制线是IO控制方式，上位机到晶闸管的控制信号线数量庞大，会增加系统配线及接线的复杂程度，并造成线材浪费。

发明内容

基于背景技术存在的技术问题，本发明提出了一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路。

本发明提出的一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，电网系统电源的每两相之间分别跨接的一条支路电路；

每一条支路电路由顺序串联的主晶闸管、主电容器和电抗器组成，主晶闸管并联有充电辅助电路，主电容器并联有放电辅助电路；

充电辅助电路由串联连接的充电开关、充电电阻和充电电路防逆二极管组成，充电电路防逆二极管的负极连接主电容器；

放电辅助电路由串联连接的放电开关、放电电阻和放电电路防逆二极管组成，放电电路防逆二极管的正极连接主电容器；

三条支路电路形成三角形回路，且三角形回路上，主晶闸管、主电容器和电抗器顺序循环排列。

优选的，跨接在电网系统电源A相和B相之间、B相和C相之间、C相和A相之间的支路电路上，主晶闸管、主电容器和电抗器均顺序排列，构成正序连接方式；

或者，跨接在电网系统电源A相和C相之间、C相和B相之间、B相和A相之间的支路电路上，电抗器、主电容器和主晶闸管均顺序排列，构成反序连接方式。

优选的，各支路电路上，主晶闸管还并联有RC吸收电路，RC吸收电路由串联连接的滤波电容与滤波电阻组成。

优选的，放电开关和充电开关采用机械触点继电器、固态继电器、单相晶闸管、双向晶闸管、Si MOSFET、SiC MOSFET、Si IGBT、SiC IGBT或者GaN IGBT。

优选的，包括由三条支路电路组成的主电路，还包括控制电路；

控制电路包括：主控制器、电源模块以及与主电路中各充电开关一一对应的充电控制光耦、与主电路中各放电开关一一对应的放电控制光耦、与主电路中各主晶闸管一一对应的晶闸管驱动模块；各充电控制光耦、放电控制光耦和晶闸管驱动模块均与电源模块和主控制器连接，电源模块还与主控制器连接，电源模块用于供电；

主控制器用于计算各支路电路上充电开关、放电开关和主晶闸管的投切时间，并用于通过充电控制光耦驱动对应的充电开关进行投切，用于通过放电控制光耦驱动对应的放电开关进行投切，用于通过晶闸管驱动模块驱动对应的主晶闸管进行投切。

优选的，主控制器中包含有AD采样模块；

AD采样模块用于对三相系统电压UA、UB及UC进行采样，并用于对三相支路直流电压U1、U2及U3进行采样；主控制器用于对采样得到的三相系统电压进行计算并锁相以获得系统电压相位，并用于根据电压相位、电容电压与系统交流电压峰值间的差值选择充电开关、放电开关和主晶闸管的投切时间。

优选的，AD采样模块还并联连接有两个交流调理电路，AD采样模块用于通过一路交流调理电路采集三相系统电压UA、UB及UC，并用于通过另一路交流调理电路采集三相支路直流电压U1、U2及U3；两个交流调理电路还与电源模块连接。

优选的，主控制器中还包含有脉冲模块；

主控制器分别连接各充电控制光耦、放电控制光耦和晶闸管驱动模块，主控制器用于通过脉冲模块驱动充电控制光耦导通，充电控制光耦导通状态下触动充电开关闭合；控制模块用于通过脉冲模块驱动放电控制光耦导通，放电控制光耦导通状态下触动放电开关闭合；控制模块用于通过晶闸管驱动模块驱动对应的主晶闸管导通或截止。

优选的，晶闸管驱动模块采用控制芯片，且各晶闸管驱动模块与对应的主晶闸管之间串联有隔离变压器，各晶闸管驱动模块产生的驱动信号经隔离变压器输出到对应的主晶闸管。

优选的，主控制器还包括通信模块，通信模块通过CAN总线分别连接各晶闸管驱动模块；通信模块中还包括用于连接后台调试设备的RS485串口。

本发明中，三条支路电路与对应的充电辅助电路和放电辅助电路配合形成了双辅助支路型独立三边接法，使得电网系统电源每两相电压之间的电容投切相互独立，实现了三相支路电路在硬件上的解耦，方便各支路电路无耦合的单独投切，避免三相支路电路投切时的相互影响，有利于实现对三相不平衡性质负载的补偿。

本发明中，通过放电辅助电路可在对应的主晶闸管截止即对应的支路电路退出电网系统时对主电容器进行放电，使得主电容器电压由高于系统电压峰值迅速地向系统电压峰值靠近；当支路电路退出电网系统的时间过长时，主电容器电压由于电容内部安全放电电阻的放电作用而大大低于系统电压峰值，通过辅助充电电路可在主电容器电压低于某个阈值时通过闭合充电开关将主电容器投入电网系统对电容进行充电。如此，通过放电辅助电路和充电辅助电路的配合，使得当支路电路退出时，主电容器电压始终维持在系统电压峰值处，处于热备投状态，可以随时投入。由于容性电流超前电压90度，在系统电压峰值处投入电容，恰好处于稳态电容电流过零点，使得电容投入后立即进入稳态，实现了电容的快速投切，还能实现投入无冲击电流。

附图说明

图1为传统晶闸管投切电容器主电路；

图2为传统晶闸管投切电容器的控制电路；

图3为本发明提出的一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路正序连接硬件电路图；

图4为开关投切点所处于的电压区间图；

图5为本发明提出的一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路反序连接硬件电路图。

具体实施方式

参照图1，本发明提出的一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，电网系统电源的每两相之间分别跨接的一条支路电路。

每一条支路电路由顺序串联的主晶闸管、主电容器和电抗器组成。如此，通过主晶闸管导通，便可实现系统电源两相电压之间的电容投入；通过主晶闸管的截止，便可实现系统电源两相电压之间的电容退出。本实施方式中，将电网系统电源的每两相之间的电容投切转换为了主晶闸管的驱动控制。

本实施方式中，电抗器的设置实现了防谐振涌流。

主晶闸管并联有充电辅助电路，主电容器并联有放电辅助电路。

充电辅助电路由串联连接的充电开关、充电电阻和充电电路防逆二极管组成，充电电路防逆二极管的负极连接主电容器。充电开关闭合状态下，充电辅助电路用于给主电容器充电。

放电辅助电路由串联连接的放电开关、放电电阻和放电电路防逆二极管组成，放电电路防逆二极管的正极连接主电容器。放电开关关闭合状态下，放电辅助电路用于给主电容器放电。

三条支路电路形成三角形回路，且三角形回路上，主晶闸管、主电容器和电抗器顺序循环排列。

本实施方式中，三条支路电路与对应的充电辅助电路和放电辅助电路配合形成了双辅助支路型独立三边接法，使得电网系统电源每两相电压之间的电容投切相互独立。本实施方式中，通过三相支路电路的相互独立，实现了三相支路电路在硬件上的解耦，方便各支路电路无耦合的单独投切，避免三相支路电路投切时的相互影响，有利于实现对三相不平衡性质负载的补偿。

同时，本实施方式中，通过放电辅助电路可在对应的主晶闸管截止即对应的支路电路退出电网系统时对主电容器进行放电，使得主电容器电压由高于系统电压峰值迅速地向系统电压峰值靠近，从而使得该支路电路具备再次投入条件；当支路电路退出电网系统的时间过长时，主电容器电压由于电容内部安全放电电阻的放电作用而大大低于系统电压峰值，通过辅助充电电路可在主电容器电压低于某个阈值时通过闭合充电开关将主电容器投入电网系统对电容进行充电。

如此，本实施方式中，通过放电辅助电路和充电辅助电路的配合，使得当支路电路退出时，主电容器电压始终维持在系统电压峰值处，处于热备投状态，可以随时投入。由于容性电流超前电压90度，在系统电压峰值处投入电容，恰好处于稳态电容电流过零点，使得电容投入后立即进入稳态，实现了电容的快速投切，还能实现投入无冲击电流。

具体的，本实施方式中，支路电路具有正序和反序两种连接方式。具体的，跨接在电网系统电源A相和B相之间、B相和C相之间、C相和A相之间的支路电路上，主晶闸管、主电容器和电抗器均顺序排列，构成正序连接方式，如图3所示。跨接在电网系统电源A相和C相之间、C相和B相之间、B相和A相之间的支路电路上，电抗器、主电容器和主晶闸管均顺序排列，构成反序连接方式，如图5所示。

本实施方式中，各支路电路上，主晶闸管还并联有RC吸收电路，RC吸收电路由串联连接的滤波电容与滤波电阻组成，RC吸收电路的设置，有利于防止主晶闸管误导通。

具体的，本实施方式中，放电开关和充电开关采用机械触点继电器、固态继电器、单相晶闸管、双向晶闸管、Si MOSFET、SiC MOSFET、Si IGBT、SiC IGBT或者GaN IGBT。放电开关和充电开关可采用相同或者不同的开关结构。

本实施方式中的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，包括由三条支路电路组成的主电路，还包括控制电路。

控制电路包括：主控制器、电源模块以及与主电路中各充电开关一一对应的充电控制光耦、与主电路中各放电开关一一对应的放电控制光耦、与主电路中各主晶闸管一一对应的晶闸管驱动模块。各充电控制光耦、放电控制光耦和晶闸管驱动模块均与电源模块和主控制器连接，电源模块还与主控制器连接，电源模块用于供电。

主控制器用于计算各支路电路上充电开关、放电开关和主晶闸管的投切时间，并用于通过充电控制光耦驱动对应的充电开关进行投切，用于通过放电控制光耦驱动对应的放电开关进行投切，用于通过晶闸管驱动模块驱动对应的主晶闸管进行投切。

如此，本实施方式中，通过控制电路的设置，有利于实现主电路中各支路电路的投切自动操作，有利于提高电网系统中电容投切的响应效率。

具体的，主控制器可采用CPU实现。

本实施方式中，主控制器中包含有AD采样模块。

AD采样模块用于对三相系统电压UA、UB及UC进行采样，并用于对三相支路直流电压U1、U2及U3进行采样。主控制器用于对采样得到的三相系统电压进行计算并锁相以获得系统电压相位，并用于根据电压相位、主电容器电压与系统交流电压峰值间的差值选择充电开关、放电开关和主晶闸管的投切时间。

如此，本实施方式中通过主控制器进行三相系统电压及三相支路直流电压采样，将三相系统电压进行PLL(锁相环)锁相以获得系统电压相位，用电压相位以及主电容器电压与系统电压峰值间的差值综合作为晶闸管投入时间的选择，相对于现有技术中根据晶闸管两端过零点电压选择晶闸管投入时间，本实施方式有利于实现无冲击电流投入。

本实施方式中，AD采样模块还并联连接有两个交流调理电路，AD采样模块用于通过一路交流调理电路采集三相系统电压UA、UB及UC，并用于通过另一路交流调理电路采集三相支路直流电压U1、U2及U3。两个交流调理电路还与电源模块连接。两个交流调理电路的设置，有利于对三相系统电压UA、UB及UC和三相支路直流电压U1、U2及U3进行调整，提高AD采样模块的采样质量，并方便主控制器对采样后的三相系统电压UA、UB及UC和三相支路直流电压U1、U2及U3进行计算。

本实施方式中，主控制器中还包含有脉冲模块。主控制器分别连接各充电控制光耦、放电控制光耦和晶闸管驱动模块，主控制器用于通过脉冲模块驱动充电控制光耦导通，充电控制光耦导通状态下触动充电开关闭合。控制模块用于通过脉冲模块驱动放电控制光耦导通，放电控制光耦导通状态下触动放电开关闭合。控制模块用于通过晶闸管驱动模块驱动对应的主晶闸管导通或截止。

本实施方式中，晶闸管驱动模块采用控制芯片，且各晶闸管驱动模块与对应的主晶闸管之间串联有隔离变压器，各晶闸管驱动模块产生的驱动信号经隔离变压器输出到对应的主晶闸管。

本实施方式中，主控制器还包括通信模块，通信模块通过CAN总线分别连接各晶闸管驱动模块。通信模块中还包括用于连接后台调试设备的RS485串口。如此，本实施方式中，主晶闸管通过独立的晶闸管驱动模块进行控制，与主控制器之间通过高速CAN(500kbps)总线进行通信。当补偿系统容量增加，需要增加投切电容器的数量时，晶闸管驱动模块通过CAN总线接入到控制系统，实现主控制器对晶闸管驱动模块的管理，从而方便主控制器通过晶闸管驱动模块控制对应的主晶闸管工作以实现主电容器的投切。本实施方式中，采用CAN总线具体可采用两根，代替原有点对点的控制信号线，简化了布线方案，降低了施工难度。

以下结合一个具体的实施例对本发明做进一步解释。

本实施例中，主电路采用正序连接方式，具体如图3所示。

本实施例中，主电路中，第一支路电路、第二支路电路和第三支路电路分别跨接在电网系统电源A相和B相之间，B相和C相之间，C相和A相之间。

第一支路电路包括电抗器L1、主电容器C1和主晶闸管S1，第一支路电路对应的充电辅助电路包括充电电阻R11、充电开关K11和充电电路防逆二极管D11，第一支路电路对应的放电辅助电路包括放电电阻R12、放电开关K12和放电电路防逆二极管D12。主晶闸管S1对应的RC吸收电路由吸收电容C13和吸收电阻R13组成。

第二支路电路包括电抗器L2,电容器C2和主晶闸管S2，第二支路电路对应的充电辅助电路包括充电电阻R21、充电开关K21和充电电路防逆二极管D21，第二支路电路对应的放电辅助电路包括放电电阻R22、放电开关K22和放电电路防逆二极管D22。主晶闸管S2对应的RC吸收电路由吸收电容C23和吸收电阻R23组成。

第三支路电路包括电抗器L3,电容器C3和主晶闸管S3，第三支路电路对应的充电辅助电路包括充电电阻R31、充电开关K31和充电电路防逆二极管D31，第三支路电路对应的放电辅助电路包括放电电阻R32、放电开关K32和放电电路防逆二极管D32。主晶闸管S3对应的RC吸收电路由吸收电容C33和吸收电阻R33组成。

本实施例中，以第一支路电路为例。

由放电电阻R12、放电开关K12和放电电路防逆二极管D12串联组成的放电辅助电路用于给主电容器C1放电。当第一支路电路退出后及主晶闸管S1截止时对主电容器C1进行放电，使主电容器C1两端电压由高于系统电压峰值迅速地向系统电压峰值靠近，使此第一支路电路具备再次投入条件。

由充电电阻R11、充电开关K11和充电电路防逆二极管D11串联组成的充电辅助电路用于给主电容器C1充电。当第一支路电路退出时间过长而未再次投入时，主电容器C1电压会因为电容器内部安全放电电阻的放电作用而大大低于系统电压峰值，为了避免这种情况，充电辅助电路在主电容器C1两端电压低于某个阈值时投入，对电容器C1进行充电。

如此，本实施例中，放电辅助电路及充电辅助电路配合工作，使得当第一支路电路退出时，主电容器C1两端电压始终维持在系统电压峰值处，处于热备投状态，可以随时投入，由于容性电流超前电压90度，在系统电压峰值处投入时，恰逢稳态主电容器C1电流过零点，投入即进入稳态，所以不但实现快速投切，还能实现投入无冲击电流。

第二支路电路和第三支路电路的构成和其辅助电路工作原理及作用与第一支路相同。

本实施例中，控制电路包括：作用于放电开关K12的控制光耦O12，作用于充电开关K11的控制光耦O11，以及为主晶闸管S1提供驱动信号的晶闸管驱动模块B1；同样的，包括作用于放电开关K22的控制光耦O22，作用于充电开关K21的控制光耦O21，以及为主晶闸管S2提供驱动信号的晶闸管驱动模块B2；同样的，还包括作用于放电开关K32的控制光耦O32，作用于充电开关K31的控制光耦O31，以及为主晶闸管S3提供驱动信号的晶闸管驱动模块B3。

本实施例中，各晶闸管驱动模块均含有独立的控制器，且驱动信号经隔离变压器输出到主晶闸管。具体的，晶闸管驱动模块可采用控制芯片实现。

控制电路还包括主控制器，其内部包含有脉冲模块、AD采样模块和通信模块。AD采样模块主要功能是对三相系统电压UA、UB及UC进行采样，以及三相支路直流电压U1、U2及U3进行采样；主控制器对采样得到的三相系统电压进行计算并锁相以获得系统电压相位，最后用电压相位以及电容电压与系统电压峰值间的差值综合作为主晶闸管投入点即主晶闸管导通时间的选择，以实现无冲击电流投入。

控制电路中晶闸管驱动模块B1，晶闸管驱动模块B2，晶闸管驱动模块B3通过CAN总线与主控制器通信。当补偿系统容量增加即需要向电网电源系统投入电容，需要增加晶闸管投切电容器的数量时，晶闸管驱动模块通过CAN总线接入控制系统，主控制器对接入的晶闸管驱动模块进行管理。本实施例中，采用CAN总线代替原有点对点的控制信号线，简化了布线方案，降低施工难度。

控制电路中RS485串口线路用于连接后台调试使用。控制电路中的电源模块为控制电路提供需要的电源。

本实施例中，控制电路经过内部计算，给出主电路中各主晶闸管、充电开关和放电开关的投切时间。各开关的投切时间的选择依据为：通过电容上的直流电压与系统交流电压的比较确定何时进行各开关的投切操作。

以第一支路为例进行说明。第一支路的主晶闸管S1，充电开关K11及放电开关K12的投切时间点或时序根据第一支路上主电容器C1上的直流电压以及系统交流电压值的比较关系来确定。具体投切时使用的电压区间如图4所示。

图4中Vp是系统交流电压的峰值，上下虚线位置配合箭头标示的区间(-200V，+200V)、(Vp+10V，+∞)、(-∞，Vp+8V)、(Vp-5V，Vp+10V)以及(Vp-7V，Vp+5V)是主电容器C1上直流电压区间，从图中，可看出直流电压值与Vp的数值关系。

图4中“初投区间”(-200V，+200V)指：在该投切电容器刚上电投入运行时，主电容C1上的电压为零，为了建立起热备投状态，先在其电压处在-200V－+200V间且与系统电压值差别不大时闭合主晶闸管S1进行一次主电容器C1的投入，投入后等下一个主晶闸管S1退出区间即系统电压相位ω位于20度到70度之间时将主晶闸管S1截止使得主电容器C1退出系统；主电容器C1在退出状态下，主电容器C1电压通过放电辅助电路及充电辅助电路维持在系统电压正峰值，进入热备投状态。

图4中放电开关K12的投入区间是当主电容器C1上直流电压大于Vp+10V时，以便对主电容器C1进行放电；放电开关K12的退出区间是当主电容器C1上直流电压小于Vp+8V时，以避免对主电容器C1过度放电。本实施例中，Vp+8V与Vp+10V之间预留了2V的滞环，以防止频繁操作。

图4中充电开关K11的投入区间是当主电容器C1上直流电压在Vp+5V到Vp-7V之间时；对于充电开关K11图4中只给出了投入的区间，其投入后就保持投入，直到主晶闸管S1下次退出时将其退出。

图4中主晶闸管S1投入区间是主电容器C1上直流电压在Vp+10V到Vp-5V区间内，且系统电压相位在80度到100度之间，即S1投入区域是主电容器C1直流电压值与系统电压相位组合出来的一个二维面积；主晶闸管S1的退出区间是系统电压ω相位在20度到70度之间，在此区间内对其进行操作是为了在接下来的系统电压峰值(90度)时，即电容电流过零点处主晶闸管S1过零关断，使主电容器C1上的电压在系统电压的正峰值上，而不是负峰值上。

图4中的相位是主控制器通过对三相系统电压UA、UB、UC的数字锁相得到，通过数字锁相可只针对工频50Hz进行锁相，对谐波不敏感，现场适应性强，尤其在系统电压谐波含量较大或负载电流波动过大的情况下。

本实施方式中，主电容器C1上直流电压通过对第一支路电路上的支路直流电压U1进行采样得到，同理，本实施例中，主电容器C1上直流电压、主电容器C2上直流电压和主电容器C3上直流电压分别对应三相支路直流电压U1、U2及U3。

以下，结合具体的工作方法对本发明提供的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路进行说明。

本实施例中，基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路的工作方法包括以下步骤：

S1、设置电容初投区间-V0≦Uc≦+V0、电容退出区间r1≦ω≦r2、电容充电开关投入区间Vp+V5≦Uc≦Vp+V3，电容放电开关投入区间Uc≧Vp+V1，电容放电开关退出区间Uc≦Vp+V2，主晶闸管开关投入二维区间r3≦ω≦r4且Vp+V4≦Uc≦Vp+V1；其中，V0﹤Vp+V5﹤Vp+V4﹤Vp+V3﹤Vp+V2﹤Vp+V1，且，V1﹤V0，Uc为支路电路上主电容的直流电压值，Vp系统电压的波峰值；r1﹤r2﹤r3﹤90﹤r4，ω为系统电压的相位。

具体实施时，电压相位r3和r4可相对于90度相位对称，即90-r3＝r4-90。

图4所示实施例中，V0＝200V，V5＝-7V，V4＝-5V，V3＝5V，V2＝8V，V1＝10V，r1＝20度，r2＝70度，r3＝80度，r4＝100度。

S2、将上述基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路接入电网电源系统的三相节点之间，并对各支路电路上的主电容器直流电压以及系统三相电压进行采样。本步骤中，具体可采用图3或者图5所示的连接方式。

具体的，结合实施例图3或图5，主电容器C1、C2和C3上的直流电压分别对应采样电压U1、U2和U3。

S3、当支路电路上主电容器的直流电压Uc达到-V0≦Uc≦+V0，则导通该支路电路上的主晶体管。以便对主电容器进行充电热备投。具体的，当对主电容器C1进行投切时，以U1作为Uc，图4中所示波形为UA相系统电压，ω为UA相系统电压的相位；当对主电容器C2进行投切时，以U2作为Uc，图4中所示波形为UB相系统电压，ω为UB相系统电压的相位；当对主电容器C3进行投切时，以U3作为Uc，图4中所示波形为UC相系统电压，ω为UC相系统电压的相位。

S4、当任一相系统电压相位达到r1≦ω≦r2，则截止对应的支路电路上的主晶闸管以将对应的主电容器退出；当任一相系统电压相位达到r3≦ω≦r4且对应的主电容器的直流电压达到Vp+V4≦Uc≦Vp+V1，则导通对应的主晶闸管，以便将主电容器投入系统。

S5、在任一支路电路上的主晶闸管截止时，当对应的主电容器的直流电压处于Vp+V5≦Uc≦Vp+V3时，闭合对应的充电开关，以便对主电容器充电，保证主电容器的热备投状态；同时，充电开关闭合后随着对应的主晶闸管的退出动作而断开。

S6、在任一支路电路上的主晶闸管截止时，当对应的主电容器的直流电压处于Uc≧Vp+V1，则闭合该支路电路上的放电开关，以便对主电容器进行放电；当对应的主电容器的直流电压处于Uc≦Vp+V2，则断开该支路电路上的放电开关，以停止放电。

具体的，本实施方式中，在主晶闸管截止时，对应的充电开关和放电开关的投切动作是相互独立的，即，充电开关和放电开关可一开一合，也可同时闭合或者同时断开。当充电开关和放电开关同时闭合时，由辅助支路上的电阻及二极管来保证三相电源的正常工作。

具体的，当主电容器的直流电压处于Uc≧Vp+V1时，可同时存在放电开关和充电开关同时闭合的情况；当Uc≦Vp+V2时，可同时存在放电开关断开和充电开关闭合的情况。

以上所述，仅为本发明涉及的较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，电网系统电源的每两相之间分别跨接的一条支路电路；

每一条支路电路由顺序串联的主晶闸管、主电容器和电抗器组成，主晶闸管并联有充电辅助电路，主电容器并联有放电辅助电路；

充电辅助电路由串联连接的充电开关、充电电阻和充电电路防逆二极管组成，充电电路防逆二极管的负极连接主电容器；

放电辅助电路由串联连接的放电开关、放电电阻和放电电路防逆二极管组成，放电电路防逆二极管的正极连接主电容器；

三条支路电路形成三角形回路，且三角形回路上，主晶闸管、主电容器和电抗器顺序循环排列。

2.如权利要求1所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，跨接在电网系统电源A相和B相之间、B相和C相之间、C相和A相之间的支路电路上，主晶闸管、主电容器和电抗器均顺序排列，构成正序连接方式；

或者，跨接在电网系统电源A相和C相之间、C相和B相之间、B相和A相之间的支路电路上，电抗器、主电容器和主晶闸管均顺序排列，构成反序连接方式。

3.如权利要求1所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，各支路电路上，主晶闸管还并联有RC吸收电路，RC吸收电路由串联连接的滤波电容与滤波电阻组成。

4.如权利要求1所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，放电开关和充电开关采用机械触点继电器、固态继电器、单相晶闸管、双向晶闸管、SiMOSFET、SiC MOSFET、Si IGBT、SiC IGBT或者GaN IGBT。

5.如权利要求1所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，包括由三条支路电路组成的主电路，还包括控制电路；

控制电路包括：主控制器、电源模块以及与主电路中各充电开关一一对应的充电控制光耦、与主电路中各放电开关一一对应的放电控制光耦、与主电路中各主晶闸管一一对应的晶闸管驱动模块；各充电控制光耦、放电控制光耦和晶闸管驱动模块均与电源模块和主控制器连接，电源模块还与主控制器连接，电源模块用于供电；

主控制器用于计算各支路电路上充电开关、放电开关和主晶闸管的投切时间，并用于通过充电控制光耦驱动对应的充电开关进行投切，用于通过放电控制光耦驱动对应的放电开关进行投切，用于通过晶闸管驱动模块驱动对应的主晶闸管进行投切。

6.如权利要求5所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，主控制器中包含有AD采样模块；

AD采样模块用于对三相系统电压UA、UB及UC进行采样，并用于对三相支路直流电压U1、U2及U3进行采样；主控制器用于对采样得到的三相系统电压进行计算并锁相以获得系统电压相位，并用于根据电压相位、电容电压与系统交流电压峰值间的差值选择充电开关、放电开关和主晶闸管的投切时间。

7.如权利要求6所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，AD采样模块还并联连接有两个交流调理电路，AD采样模块用于通过一路交流调理电路采集三相系统电压UA、UB及UC，并用于通过另一路交流调理电路采集三相支路直流电压U1、U2及U3；两个交流调理电路还与电源模块连接。

8.如权利要求5所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，主控制器中还包含有脉冲模块；

主控制器分别连接各充电控制光耦、放电控制光耦和晶闸管驱动模块，主控制器用于通过脉冲模块驱动充电控制光耦导通，充电控制光耦导通状态下触动充电开关闭合；控制模块用于通过脉冲模块驱动放电控制光耦导通，放电控制光耦导通状态下触动放电开关闭合；控制模块用于通过晶闸管驱动模块驱动对应的主晶闸管导通或截止。

9.如权利要求5所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，晶闸管驱动模块采用控制芯片，且各晶闸管驱动模块与对应的主晶闸管之间串联有隔离变压器，各晶闸管驱动模块产生的驱动信号经隔离变压器输出到对应的主晶闸管。

10.如权利要求5所述的基于直流电压维持技术的电容器快速投切开关电路，其特征在于，主控制器还包括通信模块，通信模块通过CAN总线分别连接各晶闸管驱动模块；通信模块中还包括用于连接后台调试设备的RS485串口。