CN109918857A - GaNHEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种GaN HEMT器件适用的高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法。根据器件开关过程中不同时段电学参数状态，具体分为开通、关断、开启变换和关断变换四个阶段计算损耗。建模过程中，考虑了器件特有的高频工作下动态阻抗增大的问题，并通过搭建电路，实现器件高频工作时影响动态导通阻抗变化的参数准确提取；建模过程中，本发明采用栅电荷替代器件输出电容直接计算损耗的方法，避免了电容容值随电压变化造成的复杂、不精确计算。此外，发明首次通过在器件外部的漏极和源极之间并联外部电容，来比较器件漏极电流与实际沟道电流的差异，分析差异产生的具体来源和对开关损耗的真实影响，以此实现了模型的损耗计算的修正。

Description

GaNHEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法

技术领域

本发明涉及一种GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序测量方法。

背景技术

AlGaN/GaN HEMT器件是继硅基和碳化硅基MOSFET之后的全新一代宽禁带半导体器件，拥有硅基无可比拟的优越性能，相比碳化硅基成本也更低。由于 AlGaN、GaN材料具备宽禁带、极化效应和导带不连续性等特点，使得制备得到的AlGaN/GaN HEMT器件是具有高频、高耐压、大电流、高耐温、强抗干扰等优越电气性能的场效应晶体管。特别的，HEMT器件层间材料禁带宽、介电常数高，从而可以将结电容控制到非常低的水平，AlGaN/GaN HEMT器件的输入电容(Ciss)、输出电容(Coss)和反馈电容(Crss)通常分别在数十pF、数十 pF、数pF量级，远低于硅基和碳化硅基MOSFET的上千pF、上百pF、上百pF 量级，因而HEMT在高频性能方面表现卓越，在高频应用(包括数MHz的开关电源)方面有着远大的前景。正因如此，针对GaN HEMT器件动态性能研究，并建立起HEMT器件动态功率损耗模型，对HEMT器件的高频实际应用有重要的指导作用。

然而，不同与硅基或碳化硅材料的功率电力电子器件，在动态开关工作时， GaNHEMT器件相比传统Si/SiC器件有着独特的动态电学特性，在开关工作中主要体现在：GaNHEMT器件没有反向恢复的特性；其在开关回路中的寄生电容和寄生电感数值更小；器件在开关过程中寄生参数随工作电压和工作电流变化呈现非线性的改变，并且还伴随动态阻抗增加等问题。

正因如此，直接套用Si或SiC的功率电力电子器件的动态损耗模型，是无法准确表征和计算GaN HEMT器件的动态开关损耗的。因而，需要结合HEMT 器件实际的高频动态工作特性，在传统Si或SiC的功率电力电子器件的基础上，进一步改进，建立GaN HEMT器件适用的动态损耗时序模型，对GaN HEMT器件的高频应用非常有现实意义。

目前，针对硅基或碳化硅材料的功率电力电子器件，传统动态开关损耗的计算方案主要有两种。一种，是用示波器实时抓取器件开关时的电压电流波形直接计算得到功率损耗；另外一种，是封闭式量热的方法，即在一个封闭式容器下测量由开关损耗带来的热量损失。显然，针对高频应用的GaN HEMT器件，这些方法存在着测量结果不准确，步骤繁琐，耗费时间，成本高昂等问题，不符合实际应用需求。

为了解决这个问题，针对硅基或碳化硅材料的功率电力电子器件，提出了相对准确、包含更多电力电子器件开关细节的分段式模型，并有将此类开关损耗 P_sw分段式时序模型直接应用到GaN HEMT上。

在这个模型中，I_ds，I_{dson_rms}和I_rr分别是测试得到的器件漏极电流，器件开通状态的漏极电流均方根值和器件的反向恢复电流；V_ds，V_gs分别为器件漏极电压、栅极电压；f_s为器件的开关工作频率；t_on，t_off和t_rr分别为器件开启、器件关断和器件反向恢复的时间；C_oss为器件输出电容；Q_g为器件的栅电荷； k_th和k_f分别为：与器件的导通阻抗及反向电流相关的温度系数。

此模型多项式中，第一项表征的是器件开关过程中漏极电流I_ds和漏极电压 V_ds的交越损耗；第二项表征的是器件在开通变换过程中，器件的输出电容C_oss带来的能量损耗；第三项和第四项分别表征的是器件的导通损耗和驱动损耗；第五项表征的的是器件自身的体二极管引发的反向恢复带来的损耗。

然而，在高频动态特性方面，GaN HEMT器件相比传统Si/SiC电力电子器件有着独特的电学特性，主要体现在：GaN HEMT器件没有反向恢复的特性；其在开关回路中的寄生电容和寄生电感数值更小；器件在开关过程中寄生参数随工作电压和工作电流变化呈现非线性的改变，并且还伴随由俘获效应造成动态阻抗增加等问题。因此，对针对GaN HEMT器件来说，直接套用Si或SiC的功率电力电子器件的动态损耗模型，是无法准确表征和计算其动态开关损耗的。

发明内容

本发明的目的在于提供一种GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其步骤包括：

(1)测量并计算在在HEMT器件开关过程中，HEMT器件处在关断状态时，高漏极电压下的HEMT器件关断损耗P_off；

(2)测量并计算在HEMT器件完全开通后，HEMT器件处在饱和状态时， HEMT器件的开通损耗P_con；

(3)测量并计算HEMT器件处于从关断到开通之间的开启变换状态时， HEMT器件的开启变换损耗P_{turn_on}；

(4)测量并计算HEMT器件处于从开通到关断之间的关断变换状态时， HEMT器件的关断变换损耗P_{turn_off}；

(5)计算GaN HEMT器件总的的高频动态损耗P_total：

P_total＝P_off+P_con+P_{turn_on}+P_{turn_off}；

建模过程中，采用器件高频工作时影响动态导通阻抗变化的参数来计算开通损耗P_con。

在计算HEMT器件的开启变换损耗P_{turn_on}的过程中，通过采用栅电荷Q_g的电容表征形式C_{gd_vf}，来替代HEMT器件的输出电容C_OSS。

作为优选的技术方案，

步骤(1)中，

在HEMT器件开关过程中，在t₀-t₁、t₁₁-t₁₂和t₁₀-t₁₁时间段，HEMT器件处在关断状态。其中，在t₀-t₁、t₁₁-t₁₂时间段，漏极电压V_ds处于高压状态，在高压下器件会产生漏电流，造成损耗P_{off_n}。

其中f_s、T、D、I_lk分别为HEMT器件开关工作频率、工作周期、占空比、关断时器件漏电流

在t₁₀-t₁₁时间段，器件已经关断了，但是在输出电容C_oss和杂散电感L_stray之间的共振还是会带来波形的振荡。因此，漏极电压波形的振荡还会带来一部分损耗，这部分损耗和器件的漏极电压的波动峰值时相关的。假定续流二极管的反向恢复为0，得到此阶段的损耗P_{off_vx}为：

其中I_r为反向电流，△V为器件在此阶段的振荡电压，V_{ds_pk}为漏极电压峰值，V_{ds_off}为漏极电压关断时数值；

因此，在器件关断期间，器件的损耗模型P_off为：

P_off＝P_{off_n}+P_{off_vx}。

步骤(2)中，

在HEMT器件开关过程中，在t₄-t₇时间段，HEMT器件处在开通状态，此时，通过器件的电流的有效值I_{drain_rms}为：

为了有效表征HEMT器件在动态开关工作状态下动态阻抗的增加对损耗的影响，在传统Si/SiC器件开关损耗模型基础上，本发明将器件开通工作状态模型修正为：

P_con＝I_{drain_rms} ²R_{dson_DC}k_dvk_dfk_ddk_{th_R}k_cu

其中，k_dv、k_df、k_dd、k_cu、k_{th_R}分别为该阶段的电压、频率、占空比、电流和温度的线性系数，I_{drain_rms}为通过器件的漏极电流的有效值，R_{dson_DC}为器件的开通状态下的导通阻抗。

步骤(3)中，在器件开启状变换过程中，器件漏极电压和漏电流的交越带来损耗，同时器件输出电容也会带来的损耗。

根据栅极电压V_gs、漏极电压V_ds、漏极电流I_ds三个电学参数具体变化特点，将HEMT器件从关断到开通之间的开启变换状态分为三个时间段，具体为t₁-t₂、 t₂-t₃和t₃-t₄三个时段。

第一时间段为HEMT器件从关断到初步开通，记为t₁-t₂阶段，漏极电流I_ds处于线性上升的状态，由t₁时间点的0升至t₂时间点的I_sta，同时漏极电压V_ds由于寄生电感在di/dt影响下，下降到t₂的电压V_r水平，该时间段的器件开启变换损耗P_{turn_on_cr}计算方式为：

式中，R_{turn_on_cr}为开启变换状态中器件通阻，△V_ds为漏极电压在该状态中的变化量，为△I_channel为沟道电流在该状态中的变化量，k_dv、k_df、k_dd、k_cu、k_{th_R}分别为该阶段的电压、频率、占空比、电流和温度的线性系数，L_{eff_Gate}和W_{eff_Gate}分别为有效沟道长度和宽度，μ_s为氮化镓电子迁移率，C_gs为器件栅源电容，I_sta为起始电流，V_{drive_H}为器件开通时栅极驱动电压，L_s是器件源极端和地之间的串联电感，V_th为器件栅极阈值电压，g_m为器件的跨导，V_mr为器件开通时的密勒平台电压，f_s为器件工作频率，K_lag是器件栅极开通延迟的拟合系数，通过测量器件在不同关断电压、工作频率和占空比下的开通时延得到的，t₁-t₂代表t₁时间点到t₂时间点的长度，R_{g_on}为栅极驱动的上拉电阻。

第二时间段为器件进一步开启阶段，记为t₂-t₃阶段，通过电感负载流经器件的电流进一步增加，随着器件输出电容C_oss的放电，漏极电压下降幅度变化很大，由高压状态下降到器件栅极阈值开启电压，同时电路中的杂散电感L_stray和输出电容C_oss共振，漏极电流I_ds产生振荡。漏极电压V_ds下降幅度变化大于第一时间段。该时间段内采用栅漏电荷Q_gd替代电容C_oss得到新的电容表征形式C_{gd_vf}的方法来计算损耗。

该时间段内器件电容C_{gd_vf}计算方式、时间段t₂-t₃长度、该时间段内的平均沟道电流I_vf和损耗P_{turn_on_vf}的计算方法分别为：

其中，△V为该阶段中栅极电压的变化量，V_r为此阶段栅极电压参考值，L_stray为电路中的杂散电感，C_stray为电路中的杂散电容，为平均沟道电流，Q_gd为栅漏电荷，R_dson为器件的导通阻抗，R_{g_on}为栅极驱动的上拉电阻。

第三时间段记为t₃-t₄阶段，漏极电压V_ds降低到阈值电压V_th以下，器件进入线性区，栅极电压维持在米勒平台电压V_mr状态，此时间段的持续时间、该阶段内器件的开通电压V_{on_r}和损耗P_{turn_on_mr}分别为：

V_{on_r}＝I_staR_dsonk_dvk_dfk_ddk_{th_R}

基于阶段三中各个时间段的开通过程损耗计算，得到测量下总的开通状态期间的损耗为各个部分之和：

P_{turn_on(measured)}＝P_{turn_on_cr}+P_{turn_on_vf}+P_{turn_on_mr}。

优选的，步骤(3)中在器件开通变换过程中，实际对器件开关损耗产生密切影响的是器件的沟道电流，实际的沟道电流I_channel是漏极电流I_drain和输出电容 C_oss放电电流(即包括器件漏源电容电流I_Cds和栅漏电容电流I_Cgd)之和：

I_channel＝I_ds+I_Cds+I_Cgd≈I_ds+I_Cds

考虑到输出电容C_oss放电电流带来的损耗P_{turn_on_dis}：

将HEMT器件的开启变换损耗P_{turn_on}修正为：

步骤(4)中，

优选的，在器件关断变换过程中，器件漏极电压和漏电流的交越带来损耗。

根据栅极电压V_gs、漏极电压V_ds、漏极电流I_ds三个电学参数具体变化特点，将HEMT器件从开通到关断之间的开启变换状态分为三个时间段，具体为t₇-t₈、 t₈-t₉和t₉-t₁₀三个时段。

第一时间段器件开始由开通转换为关断状态，记为t₇-t₈阶段，漏极电压V_ds开始上升同时漏电流I_ds基本保持不变，器件工作在线性区，设定峰值电流I_pk保持不变，V_mr＝V_mf，在该时间段范围，时间段长度t₇-t₈、器件的开通电压V_{on_f}和时间内的损耗P_{turn_off_mf}分别为：

V_{on_f}＝I_pkR_dsonk_dvk_dfk_ddk_{th_R}

其中，V_mf为器件关断时的密勒平台电压，V_{drive_L}为器件关断时栅极驱动电压，R_{g_off}为栅极驱动的下拉电阻，I_pk为峰值电流。

第二时间段记为t₈-t₉，该时间段漏极电压大幅上升到关断电压V_{ds_off}，上升幅度大于步骤(4)的第一时间段，漏电流开始下降到I_r，此段电流的小幅下降是给其他器件充电造成的；整体该时段电学参数表现与t₂-t₃时间段类似，此时间段中与电流充电相关的输出电容C_oss充电时间不可再忽略。因此，在该时间段范围，时间段长度t₈-t₉、I_r和损耗P_{turn_off_vr}分别为：

其中，dV_ds为此时间段内漏极电压V_ds的变化量，dt为此时间段的持续时长。

第三时间段记为t₉-t₁₀，漏电流大幅下降，下降幅度大于第二时间段，同时漏电压处于震荡且相对稳定的高压水平，该时间段范围内，时间段长度t₉-t₁₀、损耗P_{turn_off_cf}分别为：

基于阶段三中各个时间段的关断变换过程损耗过程，

P_{turn_off(measured)}＝P_{turn_off_mf}+P_{turn_off_vr}+P_{turn_off_cf}

利用模型计算时，在实际器件关断变换情况下I_pk和I_r是测量得到的电流数值，并非HEMT器件内部实际沟道电流I_channel，而实际的沟道电流I_channel为测量得到的漏电流减去给输出电容C_oss充电部分的电流(即包括器件漏源电容电流 I_Cds和栅漏电容电流I_Cgd)：

I_channel＝I_ds-I_Cds-I_Cgd≈I_ds-I_Cds

优选的，步骤(4)中考虑到给输出电容C_oss充电多计算的损耗，P_{turn_off_char}：

I_channel＝I_ds-I_Cds-I_Cgd≈I_ds-I_Cds

将HEMT器件的关断变换损耗P_{turn_off}修正为：

最终，将器件开通，关断，开启变换和关断变换共计四个工作状态下的损耗相加，得到GaN HEMT器件总的的高频动态损耗P_total：

P_total＝P_off+P_con+P_{turn_on}+P_{turn_off}。

在GaN HEMT器件中，生长得到的晶体质量不可能是完美，材料仍会存在缺陷，当器件暴露在高电压场的工作状态下，器件表面态和势垒层等位置的缺陷会俘获二位电子气的电子，导致器件的导通阻抗增加，这就是GaN HEMT器件的俘获效应。俘获效应下被缺陷捕获的电子的释放时间在ns级别，所以当器件工作在更高的工作频率下(数MHz)，短时间内被缺陷俘获的电子来不及被释放回二维电子气中,正因如此，当HEMT器件工作在高频状态下，动态阻抗的增加是计算器件开关损耗的不可忽略的因素。本发明通过搭建动态阻抗提取电路，可以获取动态导通阻抗随工作电压、工作频率、脉冲信号占空比、工作电流和器件温度变化的线性系数的提取。

本发明针对GaN HEMT实际的高频动态工作特性，改进了传统基于Si/SiC 电力电子器件开关损耗的分段式模型，根据器件在开关过程中不同时段的电学参数状态，具体划分为开通，关断，开启变换和关断变换共计四个工作状态，具体细分为12个时序，建立了GaNHEMT器件适用的动态损耗非线性分段时序模型。

具体的，在本发明中，特别考虑了HEMT器件在高频工作状态下存在的独有的动态阻抗增加的问题，为此，通过搭建动态阻抗提取电路，以简单快捷的方式实现了动态导通阻抗随工作电压、工作频率、脉冲信号占空比、工作电流和器件温度变化的线性系数的准确提取，并把这些系数用到HEMT器件开关损耗的建模。

在HEMT器件开关工作时，随着输出电容C_oss的充电放电，器件漏极电压上升下降幅度会变化很大。而HEMT器件的输出电容C_oss存在的特性是随漏极电压变化而改变，因而，在漏极电压变化幅度巨大的这个时间段内，利用C_oss计算开关损耗不再适用，为此，在模型建立过程中，本发明采用栅电荷Q_g替代电容C_oss的方法，避免了电容容值随电压变化的计算困难和损耗结果不精确。

附图说明

图1为GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型的时序图。

图2为GaN HEMT器件动态阻抗提取电路图。

图3为GaN HEMT器件的漏极电流与实际沟道电流的差异比较及表征电路图。

具体实施方式

实施例1

本GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，根据器件起始电流I_sta的数值情况定义HEMT开关管的工作模式。具体为：

I_sta＝0定义为DCM(discontinuous current mode)即电流断续模式。

I_sta>0定义为CCM(continuous current mode)即电流连续模式。

根据GaN HEMT器件在开关过程中，栅极电压V_gs、漏极电压V_ds、漏极电流I_ds三个电学参数，在关断、开通、开启变换、关断变换四个主要工作阶段下的具体变化，细分为t₁到t₁₂共计12个工作时段，具体模型的时序图如图1所示：

其步骤包括：

(1)在HEMT器件开关过程中，在t₀-t₁、t₁₁-t₁₂和t₁₀-t₁₁时间段，HEMT 器件处在关断状态。其中，在t₀-t₁、t₁₁-t₁₂时间段，漏极电压V_ds处于高压状态，在高压下器件会产生漏电流，造成损耗P_{off_n}。

其中f_s、T、D、I_lk分别为HEMT器件开关工作频率、工作周期、占空比、关断时器件漏电流.

在t₁₀-t₁₁时间段，器件已经关断了，但是在输出电容C_oss和杂散电感L_stray之间的共振还是会带来波形的振荡，此时，漏极电压波形的振荡还会带来一部分损耗，假定续流二极管的反向恢复为0，得到此阶段的损耗P_{off_vx}为：

其中I_r为反向电流，△V为器件在此阶段的振荡电压，V_{ds_pk}为漏极电压峰值，V_{ds_off}为漏极电压关断时数值；

因此，在器件关断期间，器件的损耗模型P_off为：

P_off＝P_{off_n}+P_{off_vx}。

(2)HEMT器件开关过程中在,t₄-t₇时间段，HEMT器件处在开通状态，此时，通过器件的电流的有效值I_{drain_rms}为：

器件的开通损耗P_con为：

P_con＝I_{drain_rms} ²R_{dson_DC}k_dvk_dfk_ddk_{th_R}k_cu

其中，k_dv、k_df、k_dd、k_cu、k_{th_R}分别为该阶段的电压、频率、占空比、电流和温度的线性系数，I_{drain_rms}为通过器件的电流的有效值，R_{dson_DC}为器件的开通状态下的导通阻抗。

(3)在t₁-t₄时间段，器件处于从关断到开通之间的开启变换状态。在器件开启状变换过程中，器件漏极电压和漏电流的交越带来损耗，同时器件输出电容也会带来的损耗。

根据栅极电压V_gs、漏极电压V_ds、漏极电流I_ds三个电学参数具体变化特点，将HEMT器件从关断到开通之间的开启变换状态分为三个时间段，具体为t₁-t₂、 t₂-t₃和t₃-t₄三个时段。

3.1：

t₁-t₂时间段，在DCM模式下，由于I_sta＝0，不存在此段损耗。而在CCM模式下：漏电流在t₁时在I_ds从0上升到t₂时刻的I_sta，同时漏极电压V_ds由于寄生电感在di/dt影响下，下降了一个较小的幅度，下降到电压V_r水平.。此外，由于器件暴露在高电压下，俘获效应造成的器件动态阻抗的增加也纳入模型考虑的范围。因此，在该时间段范围，器件动态阻抗的计算方式、时间段长度、t₂时刻损耗P_{turn_on_cr}的计算方法为：

其中，R_{turn_on_cr}为开启变换状态中器件通阻，△V_ds为漏极电压在该状态中的变化量，为△I_channel为沟道电流在该状态中的变化量，k_dv、k_df、k_dd、k_cu、k_{th_R}分别为该阶段的电压、频率、占空比、电流和温度的线性系数，L_{eff_Gate}和W_{eff_Gate}分别为有效沟道长度和宽度，μ_s为氮化镓电子迁移率，C_gs为器件栅源电容，I_sta为起始电流，V_{drive_H}为器件开通时栅极驱动电压，L_s是器件源极端和地之间的串联电感，V_th为器件栅极阈值电压，g_m为器件的跨导，V_mr为器件开通时的密勒平台电压，f_s为器件工作频率，t₁-t₂代表t₁时间点到t₂时间点的长度，R_{g_on}为栅极驱动的上拉电阻。

其中，K_lag是器件栅极开通延迟的拟合系数，通过比较器件在不同关断电压、工作频率和占空比下的：即没有采用K_lag系数校正计算得到的数值和真实测试得到的栅极开通延迟的数据，将对应的两组数据采用最小二乘法进行线性拟合，最终得到栅极开通延迟的拟合系数K_lag。

3.2：

t₂-t₃时间段，器件进一步开启，通过电感负载流经器件的电流进一步增加，随着输出电容C_oss的放电，漏电极压下降幅度变化很大，由高压状态下降到器件栅极阈值开启电压，同时电路中的杂散电感L_stray和输出电容C_oss共振，导致漏极电流I_ds产生振荡。漏极电压V_ds下降幅度变化大于第一时间段。

设定在此时间段内栅极电流和栅极电压不变，续流二极管的反向恢复为0。

并且，在此时间段内器件漏电流已经上升到比较大的程度，所以对C_oss的充电时间可以忽略不计。

考虑到HEMT器件的输出电容C_oss存在的特性是随漏极电压变化而改变，在漏极电压下降幅度巨大的这个时间段内，利用C_oss计算开关损耗不再适用，为此，本发明采用栅漏电荷Q_gd替代电容C_oss得到新的电容表征形式C_{gd_vf}的方法，避免了电容容值随电压变化的计算困难和不精确。

因此，在该时间段范围，器件电容C_{gd_vf}计算方式、时间段t₂-t₃长度、该时间段内的平均沟道电流I_vf和损耗P_{turn_on_vf}的计算方法分别为：

其中，△V为该阶段中栅极电压的变化量，V_r为此阶段栅极电压参考值， L_stray为电路中的杂散电感，C_stray为电路中的杂散电容，为平均沟道电流，Q_gd为栅漏电荷，R_dson为器件的导通阻抗，R_{g_on}为栅极驱动的上拉电阻。

3.3：t₃-t₄阶段，漏极电压V_ds降低到阈值电压V_th以下，器件进入线性区，栅极电压维持在米勒平台电压V_mr状态，此时间段的持续时间、该阶段内器件的开通电压V_{on_r}和损耗P_{turn_on_mr}分别为：

V_{on_r}＝I_staR_dsonk_dvk_dfk_ddk_{th_R}

3.4：基于阶段三中各个时间段的开通过程损耗计算，得到测量下总的开通状态期间的损耗为各个部分之和P_{turn_on(measured)}：

P_{turn_on(measured)}＝P_{turn_on_cr}+P_{turn_on_vf}+P_{turn_on_mr}

在器件开通变换过程中，实际对器件开关损耗产生密切影响的是器件的沟道电流，实际的沟道电流I_channel是漏极电流I_ds和输出电容C_oss放电电流(即包括器件漏源电容电流I_Cds和栅漏电容电流I_Cgd)之和：

I_channel＝I_ds+I_Cds+I_Cgd≈I_ds+I_Cds

考虑到C_oss放电电流带来的损耗：

其中，V_{ds_off}为器件关断时的漏极电压。

最终将HEMT器件的实际开启变换损耗P_{turn_on}修正为：

(4)在t₇-t₁₀时间段，器件处于从开通到关断之间的关断变换状态。根据栅极电压V_gs、漏极电压V_ds、漏极电流I_ds三个电学参数具体变化特点，具体为t₇- t₈、t₈-t₉和t₉-t₁₀三个时段详细建模。

4.1：

t₇-t₈时间段，器件开始由开通转换为关断状态，漏极电压开始上升同时漏电流I_ds基本保持不变。与t₃-t₄时间段类似，器件工作在线性区。设定峰值电流 I_pk保持不变，V_mr＝V_mf，在该时间段范围，时间段长度、电压V_{on_f}和损耗P_{turn_off_mf}分别为：

V_{on_f}＝I_pkR_dsonk_dvk_dfk_ddk_{th_R}

其中，V_mf为器件关断时的密勒平台电压，V_{drive_L}为器件关断时栅极驱动电压，R_{g_off}为栅极驱动的下拉电阻，I_pk为峰值电流。

4.2：

t₈-t₉时间段，漏极电压大幅上升到关断电压V_{ds_off}，上升幅度大于步骤(4) 的第一时间段，漏电流开始下降到I_r，此段电流的小幅下降是给其他器件充电造成的；整体该时段电学参数表现与t₂-t₃时间段类似，此时间段中与电流充电相关的输出电容C_oss充电时间不可再忽略。因此，在该时间段范围，时间段长度、 I_r和损耗P_{turn_off_vr}分别为：

其中，dV_ds为此时间段内漏极电压V_ds的变化量，dt为此时间段的持续时长。

4.3：

t₉-t₁₀时间段，漏电流大幅下降，从I_r继续下降到很低的水平，同时漏电压已经上升到相对稳定的高压水平。因此，在该时间段范围，时间段长度、损耗 P_{turn_off_cf}分别为：

4.4：

基于阶段三中各个时间段的关断变换过程损耗计算，得到测量下总的开通状态期间的损耗为各个部分之和P_{turn_off(measured)}:

P_{turn_off(measured)}＝P_{turn_off_mf}+P_{turn_off_vr}+P_{turn_off_cf}

利用模型计算时，在实际器件关断变换情况下I_pk和I_r是测量得到的电流数值，并非HEMT器件内部实际沟道电流I_channel，而实际的沟道电流I_channel为测量得到的漏极电流减去给输出电容C_oss充电部分的电流(即包括器件漏源电容电流 I_Cds和栅漏电容电流I_Cgd)：

I_channel＝I_ds-I_Cds-I_Cgd≈I_ds-I_Cds

考虑到给C_oss充电多计算的损耗：

最终得到器件在关断过程中的实际损耗为：

(5)最终，将器件开通，关断，开启变换和关断变换共计四个工作状态下的损耗相加，得到GaN HEMT器件总的的高频动态损耗P_total：

P_total＝P_off+P_con+P_{turn_on}+P_{turn_off}

本实施例中采用的AlGaN/GaN HEMT器件动态阻抗提取电路，包括：待测的AlGaN/GaN HEMT器件、待测的AlGaN/GaN HEMT器件的供电输入单元V_Bulk、阻性负载R_LOAD、恒流单元I₁、恒流单元I₁的供电输入单元VCC、隔离二极管 D₁和D₂、续流二极管D₃、防反向二极管D₅、钳位和续流二极管ZD₁、驱动单元、阻尼电阻R₁和R₂、负载电阻R_t,所述供电输入单元V _Bulk给AlGaN/GaN HEMT 器件的漏级供电，在V_Bulk与AlGaN/GaN HEMT器件的漏级之间还串连有阻性负载R_LOAD，AlGaN/GaN HEMT器件的源极接地，驱动单元为AlGaN/GaN HEMT 器件提供所需的驱动输入控制信号，供电输入单元VCC与防反向二极管D₅的正极连接，防反向二极管D₅的负极与恒流单元I₁的正极连接，恒流单元I₁的负极连接到D₂的正极，D₂的负极连接到D₁的正极，D₁的负极连接到AlGaN/GaN HEMT器件的漏级，R_t一端与D₂的正极连接，另一端接地，D₃的负极与D₂的正极连接，D₃的正极与R₂连接，R₂另一端接地，ZD₁的负极与D₁的正极连接， ZD₁的正极与R₁连接，R₁另一端接地。

该电路采用双二极管隔离(DDI)方法获得较高的测量精度。特别地，该电路中的所有功能型器件均采用了低寄生电容的器件，改善了高频响应。比如，双隔离二极管D₁和D₂选择UF4007(1A/1000V)，其寄生电容在10V以下电压应力时不到40pF，而他其反向恢复时间(trr)低于100ns。与此同时，钳位和续流二极管D₃和ZD₁选择1N4148(150mA/100V)和一般齐纳二极管(5V/0.5W)，其寄生电容在10V以下电压应力时仅为0.9pF，而其t_rr均小于5ns。另外，恒流I₁由一个5V恒压源和一个3mA或更低的恒流二极管组成。恒流二极管实际上是栅源短路的结型晶体管，因此能够实现在较宽电压范围下的电流恒定。

也可以采用其他已公开的电路来提取AlGaN/GaN HEMT器件中的动态导通阻抗。

本实施例中采用的一种GaN HEMT器件的电流验证电路，包括GaN HEMT 器件、电路驱动模块由数字脉冲信号发生源PWM、栅极上拉驱动电阻R_{g_on}、栅极下拉驱动电阻R_{g_off}、两个低压肖特基二极管组成，栅极上拉驱动电阻R_{g_on}与一个低压肖特基二极管串联，栅极下拉驱动电阻R_{g_off}与另一个低压肖特基二极管串联，然后两者串联的接在数字脉冲信号发生源PWM和GaN HEMT器件的栅极端之间。包括在GaN HEMT器件的源漏端并联外接电容C’_ds。还包括电感负载L1、续流二极管D1、负载电压V_load和器件漏极供电V_Bulk，所述GaN HEMT 器件与电感负载L1、续流二极管D1、负载电压V_load和器件漏极供电V_Bulk串联。续流二极管D1与负载电压V_load串联，电感负载L1并联在续流二极管D1与负载电压V_load两端，与器件漏极供电V_Bulk串联，器件漏极供电V_Bulk另一端接地。该电路中在GaN HEMT器件的源漏端并联外接电容C’_ds。

假定HEMT器件Q₁源漏寄生电容C_ds不存在，把作为源漏两端并联外部源漏寄生电容C’_ds作为器件的源漏寄生电容，组成模拟器件部分Q’₁进行测量。尽管在HEMT外部并联电容会导致测量得到的漏极电流I_ds和模拟沟道电流I_channel都会偏大，但是通过此方法可以用来比较HEMT器件漏极电流与实际沟道电流的差异。进而证实寄生电容参数对器件动态开关工作的实际影响，即在一定工作条件下，实测比较漏极电流和沟道电流的差异来源和大小，为GaN HEMT动态开关损耗模型的建立提供支持。

通过该电路，验证了器件的源漏寄生电容C_ds在器件开关过程中，通过充电放电产生的电流会造成实际测量得到的漏极电流I_ds和实际器件沟道电流I_channel的差异，因此需要单独计算源漏寄生电容C_ds充电放电的损耗，再在模型中对器件具体的开关损耗进行修正。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其步骤包括：

(1)测量并计算在在HEMT器件开关过程中，HEMT器件处在关断状态时，高漏极电压下的HEMT器件关断损耗P_off；

(2)测量并计算在HEMT器件完全开通后，HEMT器件处在饱和状态时，HEMT器件的开通损耗P_con；

(3)测量并计算HEMT器件处于从关断到开通之间的开启变换状态时，HEMT器件的开启变换损耗P_{turn_on}；

(4)测量并计算HEMT器件处于从开通到关断之间的关断变换状态时，HEMT器件的关断变换损耗P_{turn_off}；

(5)计算GaN HEMT器件总的的高频动态损耗P_total：

P_total＝P_off+P_con+P_{turn_on}+P_{turn_off}

其特征在于：建模过程中，采用器件高频工作时影响动态导通阻抗变化的参数来计算开通损耗P_con。

2.根据权利要求1所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：步骤(2)中器件处在开通状态，该阶段记为t₄-t₇时间段，此时间段内通过器件的电流的有效值I_{drain_rms}为：

器件的开通损耗P_con为：

P_con＝I_{drain_rms} ²R_{dson_DC}k_dvk_dfk_ddk_{th_R}k_cu；

上式中k_dv、k_df、k_dd、k_cu、k_{th_R}分别为该阶段的电压、频率、占空比、电流和温度的线性系数，I_{drain_rms}为通过器件的电流的有效值，R_{dson_DC}为器件的开通状态下的导通阻抗。

3.根据权利要求2所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：所述k_dv、k_df、k_dd、k_cu、k_{th_R}分别通过动态阻抗提取电路提取。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：在计算HEMT器件的开启变换损耗P_{turn_on}的过程中，通过采用栅电荷Q_g的电容表征形式C_{gd_vf}，来替代HEMT器件的输出电容C_oss。

5.根据权利要求4所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：步骤(3)中将HEMT器件从关断到开通之间的开启变换状态分为三个时间段；

第一时间段为HEMT器件从关断到初步开通，记为t₁-t₂阶段，漏极电流I_ds处于线性上升的状态，由t₁时间点的0升至t₂时间点的起始电流I_sta，同时漏极电压V_ds由于寄生电感在di/dt影响下，下降到t₂的电压V_r水平，该时间段的器件开启变换损耗P_{turn_on_cr}计算方式为：

式中，R_{turn_on_cr}为开启变换状态中器件通阻，△V_ds为漏极电压在该状态中的变化量，△I_channel为沟道电流在该状态中的变化量，k_dv、k_df、k_dd、k_cu、k_{th_R}分别为该阶段的电压、频率、占空比、电流和温度的线性系数，L_{eff_Gate}和W_{eff_Gate}分别为有效沟道长度和宽度，μ_s为氮化镓电子迁移率，C_gs为器件栅源电容，I_sta为起始的漏极电流，V_{drive_H}为器件开通时栅极驱动电压，L_s是器件源极端和地之间的串联电感，V_th为器件栅极阈值电压，g_m为器件的跨导值，V_mr为器件开通时的密勒平台电压，f_s为器件工作频率，K_lag是器件栅极开通延迟的拟合系数，通过测量器件在不同关断电压、工作频率和占空比下的开通时延得到的，t₁-t₂代表t₁时间点到t₂时间点的长度，R_{g_on}为栅极驱动的上拉电阻。

第二时间段为器件进一步开启阶段，记为t₂-t₃阶段，通过电感负载流经器件的电流进一步增加，随着器件输出电容C_oss的放电，漏极电压下降幅度变化很大，由高压状态下降到器件栅极阈值开启电压，同时电路中的杂散电感L_stray和输出电容C_oss共振，漏极电流I_ds产生振荡。漏极电压V_ds下降幅度变化大于第一时间段，该时间段内采用栅漏电荷Q_gd替代电容C_oss得到新的电容表征形式C_{gd_vf}的方法来计算损耗，该时间段内器件电容C_{gd_vf}计算方式、时间段t₂-t₃长度、该时间段内的平均沟道电流I_vf和损耗P_{turn_on_vf}的计算方法分别为：

其中，△V为该阶段中栅极电压的变化量，V_r为此阶段栅极电压参考值，L_stray为电路中的杂散电感，C_stray为电路中的杂散电容，为平均沟道电流，Q_gd为栅漏电荷，R_dson为器件的导通阻抗，R_{g_on}为栅极驱动的上拉电阻；

第三时间段记为t₃-t₄阶段，漏极电压V_ds降低到阈值电压V_th以下，器件进入线性区，栅极电压维持在米勒平台电压V_mr状态，此时间段的持续时间、该阶段内器件的开通电压V_{on_r}和损耗P_{turn_on_mr}分别为：

V_{on_r}＝I_staR_dsonk_dvk_dfk_ddk_{th_R}

基于阶段三中各个时间段的开通过程损耗计算，得到测量下总的开通状态期间的损耗为各个部分之和：

P_{turn_on(measured)}＝P_{turn_on_cr}+P_{turn_on_vf}+P_{turn_on_mr}。

6.根据权利要求5所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：步骤(3)中，实际对器件开关损耗产生密切影响的是器件的沟道电流，实际的沟道电流I_channel是漏极电流I_ds和输出电容C_oss放电电流：

I_channel＝I_ds+I_Cds+I_Cgd≈I_ds+I_Cds

其中I_Cds为器件漏源电容电流，I_Cgd为器件栅漏电容电流，考虑到一般器件的漏源电容C_ds远大于栅漏电容C_gd，因而相比I_Cds，计算时I_Cgd可以忽略；

考虑到输出电容C_oss放电电流带来的损耗P_{turn_on_dis}：

其中，V_{ds_off}为器件关断时的漏极电压，

将HEMT器件的实际开启变换损耗P_{turn_on}修正为：

7.根据权利要求5或6所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：步骤(4)中将HEMT器件从开通到关断之间的关断变换状态分为三个时间段；

第一时间段器件开始由开通转换为关断状态，记为t₇-t₈阶段，漏极电压V_ds开始上升同时漏电流I_ds基本保持不变，器件工作在线性区，设定峰值电流I_pk保持不变，V_mr＝V_mf，在该时间段范围，时间段长度t₇-t₈、器件的开通电压V_{on_f}和时间内的损耗P_{turn_off_mf}分别为：

V_{on_f}＝I_pkR_dsonk_dvk_dfk_ddk_{th_R}

其中，V_mf为器件关断时的密勒平台电压，V_{drive_L}为器件关断时栅极驱动电压，R_{g_off}为栅极驱动的下拉电阻，I_pk为峰值电流；

第二时间段记为t₈-t₉，该时间段漏极电压大幅上升到关断电压V_{ds_off}，上升幅度大于步骤(4)的第一时间段，漏电流开始下降到I_r，在该时间段范围，时间段长度t₈-t₉、I_r和损耗P_{turn_off_vr}分别为：

其中，dV_ds为此时间段内漏极电压V_ds的变化量，dt为此时间段的持续时长；

第三时间段记为t₉-t₁₀，漏电流大幅下降，下降幅度大于第二时间段，同时漏电压处于震荡且相对稳定的高压水平，该时间段范围内，时间段长度t₉-t₁₀、损耗P_{turn_off_cf}分别为：

基于步骤(4)中各个时间段的关断变换过程损耗过程，得到测量下总的开通状态期间的损耗为各个部分之和P_{turn_off(measured)}:

P_{turn_off(measured)}＝P_{turn_off_mf}+P_{turn_off_vr}+P_{turn_off_cf}。

8.根据权利要求7所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：步骤(4)中利用模型计算时，在器件关断变换情况下实际对器件开关损耗产生密切影响的是器件的沟道电流，实际的沟道电流I_channel为测量得到的漏极电流I_ds减去给输出电容C_oss充电部分的电流：

I_channel＝I_ds-I_Cds-I_Cgd≈I_ds-I_Cds

因此，考虑到给C_oss充电多计算的损耗P_{turn_off_char}：

将HEMT器件的实际关断变换损耗P_{turn_off}修正为：

9.根据权利要求7所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：步骤(1)中器件处在关断状态，漏极电压V_ds处于高压状态，该阶段记为t₀-t₁、t₁₁-t₁₂和t₁₀-t₁₁时间段，其中t₀-t₁、t₁₁-t₁₂时间段在高压下器件会产生漏电流，造成损耗P_{off_n}：

其中f_s、T、D、I_lk分别为HEMT器件工作频率、工作周期、占空比、关断时器件漏极电流；

在t₁₀-t₁₁时间段，器件已经关断了，但是输出电容C_oss和杂散电感L_stray之间的共振还是会带来波形的振荡，此时，漏极电压波形的振荡还会带来一部分损耗，假定续流二极管的反向恢复为0，得到此阶段的损耗P_{off_vx}为：

其中I_r为反向电流，△V为器件在此阶段的振荡电压，V_{ds_pk}为漏极电压峰值，V_{ds_off}为漏极电压关断时数值；

因此，在器件关断期间，器件的损耗模型P_off为：

P_off＝P_{off_n}+P_{off_vx}。

10.根据权利要求8所述的GaN HEMT器件高频动态损耗的非线性分段时序模型建立方法，其特征在于：步骤(1)中器件处在关断状态，漏极电压V_ds处于高压状态，该阶段记为t₀-t₁、t₁₁-t₁₂和t₁₀-t₁₁时间段，其中t₀-t₁、t₁₁-t₁₂时间段在高压下器件会产生漏电流，造成损耗P_{off_n}：

其中f_s、T、D、I_lk分别为HEMT器件开关工作频率、工作周期、占空比、关断时器件漏极电流；

在t₁₀-t₁₁时间段，器件已经关断了，但是输出电容C_oss和杂散电感L_stray之间的共振还是会带来波形的振荡，此时，漏极电压波形的振荡还会带来一部分损耗，假定续流二极管的反向恢复为0，得到此阶段的损耗P_{off_vx}为：

其中I_r为反向电流，△V为器件在此阶段的振荡电压，V_{ds_pk}为漏极电压峰值，V_{ds_off}为漏极电压关断时数值；

因此，在器件关断期间，器件的损耗模型P_off为：

P_off＝P_{off_n}+P_{off_vx}。