CN109861936B - 一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质 - Google Patents
一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质 Download PDFInfo
- Publication number
- CN109861936B CN109861936B CN201910173581.1A CN201910173581A CN109861936B CN 109861936 B CN109861936 B CN 109861936B CN 201910173581 A CN201910173581 A CN 201910173581A CN 109861936 B CN109861936 B CN 109861936B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- impulse response
- channel impulse
- received signal
- training sequence
- channel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 54
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 170
- 238000012549 training Methods 0.000 claims abstract description 116
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 38
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 14
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 13
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 claims description 12
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 7
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- DNTFEAHNXKUSKQ-RFZPGFLSSA-N (1r,2r)-2-aminocyclopentane-1-sulfonic acid Chemical compound N[C@@H]1CCC[C@H]1S(O)(=O)=O DNTFEAHNXKUSKQ-RFZPGFLSSA-N 0.000 description 2
- 239000005433 ionosphere Substances 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 2
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
本发明实施例公开了一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质；该方法可以包括：基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应；基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数；根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值；基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质。
背景技术
短波通信不仅是最早出现并广泛使用的无线通信方式，而且至今仍是中远距离无线通信的重要手段。为了实现远距离通信，短波频段的无线电波传播主要通过天波传播，也就是借由电离层所具备的不被永久摧毁的特性来依靠电离层的反射进行无线电波的远距离传播。
而基于电离层进行短波通信的短波信道，具有较强的抗毁能力，但同时也存在严重的多径效应和衰落情况；因此，当信号在上述短波信道中进行传播时，会受到严重的干扰和多普勒频移影响，从而导致短波通信系统的传输可靠性大大降低。
为提高短波通信系统传输的可靠性，需要研究抗干扰技术来对抗由上述短波信道所造成的信号干扰。短波通信系统通过对短波信道的脉冲响应进行估计，使得短波通信系统的接收端能够根据短波信道的脉冲响应来进行相应的信道补偿，从而提高接收端接收信号的可靠性。
目前，在短波通信系统中，进行信道估计的方法通常采用数据辅助的信道估计方法，即依靠已知的训练序列来进行信道估计，发送端通过在发送序列中穿插已知的训练序列，以便于接收端利用该已知的训练序列信息进行信道估计。在短波通信系统中，当前典型的数据辅助的信道估计方法包括最小均方(LMS，Least Mean Square)算法、递归最小二乘(RLS，Recursive Least Square)算法以及自相关信道估计算法。
通过上述信道估计算法，能够对短波通信系统中的短波无线多径信道进行估计；但是，由于短波无线多径信道的多径分量的数量较多，就需要对所有的多径分量均进行信道估计，因此，会造成计算量的增加，加大信道估计的实现复杂度。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例期望提供一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质；在精确地反应真实短波信道的同时，还能够通过利用短波信道的稀疏性，减小均衡的复杂度，以提升短波通信系统的整体性能。
本发明的技术方案是这样实现的：
第一方面，本发明实施例提供了一种短波信道稀疏化的方法，该方法包括：
基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应；
基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数；
根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值；
基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值。
第二方面，本发明实施例提供了一种短波信道稀疏化装置，该装置包括：估计部分、获取部分、确定部分以及稀疏化部分，其中，
所述估计部分，配置为基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应；
所述获取部分，配置为基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数；
所述确定部分，配置为根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值；
所述稀疏化部分，配置为基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值。
第三方面，本发明实施例提供了一种短波信道稀疏化装置，该装置包括：通信接口，存储器和处理器；其中，所述通信接口，用于在与其他外部网元之间进行收发信息过程中，信号的接收和发送；
所述存储器，用于存储能够在所述处理器上运行的计算机程序；
所述处理器，用于在运行所述计算机程序时，执行第一方面所述短波信道稀疏化的方法步骤。
第四方面，本发明实施例提供了一种计算机存储介质，该计算机存储介质存储有短波信道稀疏化的程序，所述短波信道稀疏化的程序被至少一个处理器执行时实现第一方面所述短波信道稀疏化的方法步骤。
本发明实施例提供了一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质；根据用于表征信道信噪比的描述参数的大小从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值，并根据估计得到的接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与信道脉冲响应门限值之间的数值关系，对接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，从而在基于稀疏化的信道脉冲响应值对短波信道的输出信号进行均衡时，可以在保证均衡器对频率选择性信道的误码率改善的前提下，避免造成高斯信道的性能恶化。从而在精确地反应真实短波信道的同时，还能够通过利用短波信道的稀疏性，减小均衡的复杂度，以提升短波通信系统的整体性能。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种短波通信系统的组成示意图；
图2为本发明实施例提供的一种帧结构示意图；
图3为本发明实施例提供的一种短波信道稀疏化的方法流程示意图；
图4为本发明实施例提供的一种仿真效果对比示意图；
图5为本发明实施例提供的一种短波信道稀疏化装置组成示意图；
图6为本发明实施例提供的另一种短波信道稀疏化装置组成示意图；
图7为本发明实施例提供的短波信道稀疏化装置的具体硬件结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
由于短波信道存在严重的多径衰落，导致信号传输质量受到严重影响，如果短波通信系统能够准确的获得短波信道状态信息，就能够有效的抵抗多径衰落。在实际的短波通信系统中，信道状态信息的获取是通过信道估计来实现的，纵然短波信道中的无线多径信道的多径分量的数量较多，但是大部分多径分量的能量近似为零，仅有少数的多径分量具有较大的能量，也就是说短波信道中无线多径信道通常能够表现为稀疏性；而稀疏多径信道的能量主要集中在其中很少的几根径上，或者说信道脉冲响应的主要抽头个数远远小于信道的长度。
在短波信道的无线多径信道估计的研究中，很多物理实验证实了短波信道中无线多径信道是稀疏信道，通常规定短波信道中多径衰落信道为2径信道，即短波信道模型对应的抽头系数中仅有2个幅值较大的抽头，这2个抽头占据了短波信道主要的信道能量。因而对短波信道进行信道估计，可以将短波信道脉冲响应进行稀疏表示。而常规的信道估计方法，比如自相关信道估计方法是无法对短波信道进行稀疏表示的，因而，本发明实施例期望利用短波信道中无线多径信道的稀疏特性提出一种短波信道稀疏化的方法，期望不仅能够更加精确地反应真实信道状态，而且还能够利用信道的稀疏性，以减小均衡的复杂度，提升短波数据传输系统的整体性能。
参见图1，其示出了本发明实施例提供的一种短波通信系统1的组成示意图，该系统1可以包括发送端11以及接收端12；发送端11将信源产生的信号依次进行信道编码、交织、加扰及调制，随后按照图2所示的帧结构形成用于传输的信号帧；如图2所示，发送端11可以在相邻的数据DATA部分中插入训练序列UW，从而形成信号帧；最后发送端11将信号帧通过短波信道13进行传输。而接收端12通过短波信道13获取到接收信号后，根据接收信号做信道估计获得短波信道脉冲响应，然后对该信道脉冲响应进行信道稀疏化处理，得到稀疏化后的短波信道脉冲响应。将接收信号做频域均衡处理，接着对得到的频域均衡数据进行快速傅里叶逆变换(IFFT，Inverse Fast Fourier Transform)获得时域均衡数据；最后经过解交织、译码等处理，所得到的输出信号即为还原的发送信号。
基于图1所示的短波通信系统1，参见图3，其示出了本发明实施例提供的一种短波信道稀疏化的方法，该方法可以应用于图1所示的短波通信系统1中的接收端12，该方法可以包括：
S301：基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应；
S302：基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数；
S303：根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值；
S304：基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值。
通过图3所示的技术方案，根据用于表征信道信噪比的描述参数大小从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值，并根据估计得到的接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与信道脉冲响应门限值之间的数值关系，对接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，从而在基于稀疏化的信道脉冲响应值对短波信道的输出信号进行均衡时，可以在保证均衡器对频率选择性信道的误码率改善的前提下，避免造成高斯信道的性能恶化。从而在精确地反应真实短波信道的同时，还能够通过利用短波信道的稀疏性，减小均衡的复杂度，以提升短波通信系统的整体性能。
对于图3所示的技术方案，在一种可能的实现方式中，所述基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应，包括：
对所述第一训练序列以及所述第二训练序列进行自相关运算，获得训练序列处的信道脉冲响应；
针对所述训练序列处的信道脉冲响应，通过设定的线性插值算法进行估计，获得接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)。
对于上述实现方式，具体来说，已知的第二训练序列是由图1中所示的发射端11插入至数据DATA部分的训练序列UW，接收端12可以通过与发射端11之间预先的信息交互来获知所述第二训练序列，在本发明实施例中，优选地，采用Zadoff-Chu序列作为已知的第二训练序列。
对于图3所示的技术方案，需要说明的是，由于当信道信噪比较低的情况下，意味着信道中所含的噪声分量能量较高，在接收端接收信号中噪声能量相对较高，因此，所述接收信号中的第一训练序列和所述已知的第二训练序列之间的误差较大；而当信噪比较高的情况下，信道中所含的噪声分量能量相对较低，在接收端接收信号中信号能量远远高于噪声能量，因此，所述接收信号中的第一训练序列和所述已知的第二训练序列之间的误差较小。基于上述说明，在本实施例中，可以采用与误差相关的参数对信道信噪比进行描述或表征，优选地，在具体实现过程中，所述用于表征信道信噪比的描述参数可以包括所述第一训练序列和所述第二训练序列之间通过最小均方误差(LMS，Least Mean Square)估计算法所获得的均方误差，以及所述第一训练序列和所述第二训练序列之间通过递归最小二乘误差(RLS，Recursive Least Squares)估计算法所获得的代价函数。
基于上述描述参数的具体实现，在一种可能的实现方式中，设定已知的第一训练序列为x(n)，接收信号中的第一训练序列为y(n)，所述基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数，可以包括：
基于所述第一训练序列y(n)、所述第二训练序列x(n)以及所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)，通过下式获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)：
其中，
为卷积运算符；
根据所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)以及下式，获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的均方误差Jn：
Jn＝|e(n)|2。
基于上述描述参数的具体实现，在另一种可能的实现方式中，所述基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数，可以包括：
基于所述第一训练序列y(n)、所述第二训练序列x(n)以及所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)，通过下式获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)：
其中，
为卷积运算符；
根据所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)以及下式，获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的代价函数Jω：
其中，0＜λ＜1代表遗忘因子。
对于图3所示的技术方案，在一种可能的实现方式中，所述根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值，包括：
根据下式确定所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh：
其中，*为共轭运算符；
比较所述描述参数与所述设定的误差门限th_re：
相应于所述描述参数大于所述误差门限th_re时，根据所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh，将下式所表征的第一备选门限确定为所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
eh_cp＝Eh/8；
相应于所述描述参数小于所述误差门限th_re时，根据所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh，将下式所表征的第二备选门限确定为所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
eh_cp＝Eh/16。
对于上述实现方式，当所述描述参数为所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的均方误差Jn时，上述实现方式的具体实施过程如下：
比较所述均方误差Jn与所述设定的误差门限th_re：
相应于所述均方误差Jn大于所述误差门限th_re时，根据所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh，将下式所表征的第一备选门限确定为所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
eh_cp＝Eh/8；
相应于所述均方误差Jn小于所述误差门限th_re时，根据所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh，将下式所表征的第二备选门限确定为所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
eh_cp＝Eh/16。
同理可知，对于上述实现方式，当所述描述参数为所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的代价函数Jω时，上述实现方式的具体实施过程与前述具体实施过程相比，其区别仅是将代价函数Jω与所述设定的误差门限th_re进行比较，其余过程皆类似，在此不再赘述。
需要说明的是，所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的均方误差Jn或代价函数Jω与信道的信噪比有关。信噪比的高低不同，对应的均方误差Jn或代价函数Jω的大小就不相同。在低信噪比的情况下，接收到的第一训练序列和已知的第二训练序列之间的均方误差Jn或代价函数Jω较大，此时Jn或Jω通常大于设定的误差门限th_re，其对应的信道脉冲响应门限值eh_cp相较而言应选择较大值，本发明实施例中优选采用公式eh_cp＝Eh/8来进行计算；而在高信噪比的情况下，接收到的第一训练序列和已知的第二训练序列之间的均方误差Jn或代价函数Jω较小，此时Jn或Jω通常小于设定的误差门限th_re，其对应的信道脉冲响应门限值eh_cp相较而言应选择较小值，本发明实施例中优选采用公式eh_cp＝Eh/16来进行计算。
对于图3所示的技术方案，在一种可能的实现方式中，所述基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值，包括：
对于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，根据下式确定第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi：
其中，1≤i≤N，N为所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的抽头总数；
比较所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi与所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
相应于所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi大于所述信道脉冲响应门限值eh_cp，保留所述第i个抽头系数w(i)；
相应于所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi小于所述信道脉冲响应门限值eh_cp，将所述第i个抽头系数w(i)置零；
获得稀疏化的信道脉冲响应值ws(n)。
需要说明的是，抽头系数可以用于表征信道脉冲响应中，对应的多径分量能量，因此，当第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi大于所述信道脉冲响应门限值eh_cp，可以认为该第i个抽头对应的多径分量的能量较大；反之，可以认为该第i个抽头对应的多径分量的能量较小，从而基于此对接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，从而能够输出得到稀疏化的信道脉冲响应值ws(n)。而ws(n)中由于仅有少量的抽头系数为非零值，而其他大部分抽头系数均为零。因此，实现了对信道的稀疏化。
对于上述技术方案，在一种可能的实现方式中，所述方法还可以包括：
根据稀疏化的信道脉冲响应值对信道输出信号进行频域Turbo均衡处理。
具体来说，本发明实施例所述的频域Turbo均衡处理可以采用基于频域最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)均衡和串行干扰消除(SIC，SerialInterference Cancellation)均衡的混合均衡算法，译码器采用基于低密度校验(LDPC，Low Density Parity Check)码的和积译码算法，最大译码迭代次数设为50次。输出译码结果，频域Turbo均衡处理结束。
上述图3所示的技术方案以及相应的实现方式，根据信道信噪比的高低两个状态分别设置了对应的信道脉冲响应门限值，通过双门限对信道脉冲响应进行稀疏化，因此，上述技术方案还可以被称之为基于信噪比的双门限的信道稀疏化方法。上述技术方案根据用于表征信道信噪比的描述参数大小从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值，并根据估计得到的接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与信道脉冲响应门限值之间的数值关系，对接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，从而在根据稀疏化的信道脉冲响应值对信道输出信号进行均衡时，可以在保证均衡器对频率选择性信道的误码率改善的前提下，避免造成高斯信道的性能恶化。从而在精确地反应真实短波信道的同时，还能够通过利用短波信道的稀疏性，减小均衡的复杂度，以提升短波通信系统的整体性能。
针对上述技术方案，本发明实施例通过具体的仿真环境对上述技术方案的技术性能及效果进行进一步的阐述。具体的仿真条件和参数如下：
以Matlab作为仿真软件，模拟短波通信系统的发送端、接收端和高斯信道以及多径衰落信道，选择接收信号的训练序列与已知的训练序列之间的均方误差作为用于表征信道信噪比的描述参数，比较高斯信道下不做均衡处理、多径衰落信道下做均衡但不做信道稀疏化、多径衰落信道下做均衡和单门限信道稀疏化以及多径衰落信道下做均衡和双门限信道稀疏化四种方案下的误码率与信噪比性能曲线。采用表1所示的仿真参数设置短波通信系统的相关参数。
表1
对于上述仿真条件及参数进行仿真结果如下：
参照图4所示的仿真效果对比示意图，可以看出，在高斯信道下，短波通信系统误码率性能并没有恶化。在多径衰落信道下，基于双门限的信道稀疏化方法下的短波通信系统误码率性能是最优的，其次是基于单门限的信道稀疏化方法下的短波通信系统误码率性能，只基于均衡但不做信道稀疏化方法下的短波通信系统误码率性能是最差的。充分说明了采用上述技术方案所提出的基于信噪比的双门限短波信道稀疏化方法可以保证均衡器对频率选择性信道的误码率改善的前提下不会造成高斯信道的性能恶化。
所以在实际的短波通信系统中，在进行信道估计之后，应先对信道按照前述技术方案进行基于信噪比的双门限短波信道稀疏化处理，再将其用于实际的频域Turbo均衡系统中，提高数据传输的可靠性。
基于前述实施例相同的发明构思，参见图5，其示出了本发明实施例提供的一种短波信道稀疏化装置50，该装置50可以应用于图1所示的短波通信系统中的接收端，所述装置50包括：估计部分501、获取部分502、确定部分503以及稀疏化部分504，其中，
所述估计部分501，配置为基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应；
所述获取部分502，配置为基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数；
所述确定部分503，配置为根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值；
所述稀疏化部分504，配置为基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值。
在上述方案中，所述估计部分501，配置为：
对所述第一训练序列以及所述第二训练序列进行自相关运算，获得训练序列处的信道脉冲响应；
针对所述训练序列处的信道脉冲响应，通过设定的线性插值算法进行估计，获得接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)。
在上述方案中，所述获取部分502，配置为：
基于所述第一训练序列y(n)、所述第二训练序列x(n)以及所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)，通过下式获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)：
其中，
为卷积运算符；
根据所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)以及下式，获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的均方误差Jn：
Jn＝|e(n)|2。
在上述方案中，所述获取部分502，配置为：
基于所述第一训练序列y(n)、所述第二训练序列x(n)以及所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)，通过下式获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)：
其中，
为卷积运算符；
根据所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)以及下式，获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的代价函数Jω：
其中，0＜λ＜1代表遗忘因子。
在上述方案中，所述确定部分503，配置为：
根据下式确定所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh：
其中，*为共轭运算符；
比较所述描述参数与所述设定的误差门限th_re：
相应于所述描述参数大于所述误差门限th_re时，根据所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh，将下式所表征的第一备选门限确定为所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
eh_cp＝Eh/8；
相应于所述描述参数小于所述误差门限th_re时，根据所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh，将下式所表征的第二备选门限确定为所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
eh_cp＝Eh/16。
在上述方案中，所述稀疏化部分504，配置为：
对于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，根据下式确定第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi：
其中，1≤i≤N，N为所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的抽头总数；
比较所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi与所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
相应于所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi大于所述信道脉冲响应门限值eh_cp，保留所述第i个抽头系数w(i)；
相应于所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi小于所述信道脉冲响应门限值eh_cp，将所述第i个抽头系数w(i)置零；
获得稀疏化的信道脉冲响应值ws(n)。
在上述方案中，参见图6，所述装置50还包括均衡处理部分505，配置为：
根据稀疏化的信道脉冲响应值对信道输出信号进行频域Turbo均衡处理。
可以理解地，在本实施例中，“部分”可以是部分电路、部分处理器、部分程序或软件等等，当然也可以是单元，还可以是模块也可以是非模块化的。
另外，在本实施例中的各组成部分可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能模块的形式实现并非作为独立的产品进行销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中，基于这样的理解，本实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)或processor(处理器)执行本实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
因此，本实施例提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有短波信道稀疏化的程序，所述短波信道稀疏化的程序被至少一个处理器执行时实现上述技术方案中所述短波信道稀疏化的方法步骤。
基于上述短波信道稀疏化装置50以及计算机存储介质，参见图7，其示出了本发明实施例提供的一种短波信道稀疏化装置50的具体硬件结构，包括：通信接口701，存储器702和处理器703；各个组件通过总线系统704耦合在一起。可理解，总线系统704用于实现这些组件之间的连接通信。总线系统704除包括数据总线之外，还包括电源总线、控制总线和状态信号总线。但是为了清楚说明起见，在图7中将各种总线都标为总线系统704。其中，
所述通信接口701，用于在与其他外部网元之间进行收发信息过程中，信号的接收和发送；
所述存储器702，用于存储能够在所述处理器703上运行的计算机程序；
所述处理器703，用于在运行所述计算机程序时，执行以下步骤：
基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应；以及，
基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数；以及，
根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值；以及，
基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值。
可以理解，本发明实施例中的存储器702可以是易失性存储器或非易失性存储器，或可包括易失性和非易失性存储器两者。其中，非易失性存储器可以是只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、可编程只读存储器(Programmable ROM，PROM)、可擦除可编程只读存储器(Erasable PROM，EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(Electrically EPROM，EEPROM)或闪存。易失性存储器可以是随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)，其用作外部高速缓存。通过示例性但不是限制性说明，许多形式的RAM可用，例如静态随机存取存储器(Static RAM，SRAM)、动态随机存取存储器(Dynamic RAM，DRAM)、同步动态随机存取存储器(Synchronous DRAM，SDRAM)、双倍数据速率同步动态随机存取存储器(Double Data RateSDRAM，DDRSDRAM)、增强型同步动态随机存取存储器(Enhanced SDRAM，ESDRAM)、同步连接动态随机存取存储器(Synchlink DRAM，SLDRAM)和直接内存总线随机存取存储器(DirectRambus RAM，DRRAM)。本文描述的系统和方法的存储器702旨在包括但不限于这些和任意其它适合类型的存储器。
而处理器703可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器703中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。上述的处理器703可以是通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。可以实现或者执行本发明实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。结合本发明实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译码处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器702，处理器703读取存储器702中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。
可以理解的是，本文描述的这些实施例可以用硬件、软件、固件、中间件、微码或其组合来实现。对于硬件实现，处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ApplicationSpecific Integrated Circuits，ASIC)、数字信号处理器(Digital Signal Processing，DSP)、数字信号处理设备(DSP Device，DSPD)、可编程逻辑设备(Programmable LogicDevice，PLD)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)、通用处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行本申请所述功能的其它电子单元或其组合中。
对于软件实现，可通过执行本文所述功能的模块(例如过程、函数等)来实现本文所述的技术。软件代码可存储在存储器中并通过处理器执行。存储器可以在处理器中或在处理器外部实现。
具体来说，处理器703还配置为运行所述计算机程序时，执行前述技术方案中所述短波信道稀疏化的方法步骤，这里不再进行赘述。
需要说明的是：本发明实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
Claims (9)
1.一种短波信道稀疏化的方法，其特征在于，所述方法包括：
基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应；
基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数；
根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值；
基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值，
其中，所述基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应，包括：
对所述第一训练序列以及所述第二训练序列进行自相关运算，获得训练序列处的信道脉冲响应；
针对所述训练序列处的信道脉冲响应，通过设定的线性插值算法进行估计，获得接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数，包括：
基于所述第一训练序列y(n)、所述第二训练序列x(n)以及所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)，通过下式获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)：
其中，
为卷积运算符；
根据所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)以及下式，获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的均方误差Jn：
Jn＝|e(n)|2。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数，包括：
基于所述第一训练序列y(n)、所述第二训练序列x(n)以及所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)，通过下式获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)：
其中，
为卷积运算符；
根据所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的误差e(n)以及下式，获取所述第一训练序列和所述第二训练序列之间的代价函数Jω：
其中，0＜λ＜1代表遗忘因子。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值，包括：
根据下式确定所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh：
其中，*为共轭运算符；
比较所述描述参数与所述设定的误差门限th_re：
相应于所述描述参数大于所述误差门限th_re时，根据所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh，将下式所表征的第一备选门限确定为所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
eh_cp＝Eh/8；
相应于所述描述参数小于所述误差门限th_re时，根据所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方Eh，将下式所表征的第二备选门限确定为所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
eh_cp＝Eh/16。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值，包括：
对于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，根据下式确定第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi：
其中，1≤i≤N，N为所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的抽头总数；
比较所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi与所述信道脉冲响应门限值eh_cp：
相应于所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi大于所述信道脉冲响应门限值eh_cp，保留所述第i个抽头系数w(i)；
相应于所述第i个抽头系数w(i)的幅值平方Ehi小于所述信道脉冲响应门限值eh_cp，将所述第i个抽头系数w(i)置零；
获得稀疏化的信道脉冲响应值ws(n)。
6.根据权利要求1至4任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
根据稀疏化的信道脉冲响应值对信道输出信号进行频域Turbo均衡处理。
7.一种短波信道稀疏化装置，其特征在于，所述装置包括：估计部分、获取部分、确定部分以及稀疏化部分，其中，
所述估计部分，配置为基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应；
所述获取部分，配置为基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应，获取用于表征信道信噪比的描述参数；
所述确定部分，配置为根据所述描述参数与设定的误差门限之间的数值关系，利用所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应的幅值平方从两个备选门限值中确定信道脉冲响应门限值；
所述稀疏化部分，配置为基于所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应中每个抽头系数的幅值平方与所述信道脉冲响应门限值的数值关系，将所述接收信号中未知数据的信道脉冲响应进行稀疏化，获得稀疏化的信道脉冲响应值，
其中，所述基于接收信号中的第一训练序列和已知的第二训练序列，通过设定的估计策略获取接收信号中未知数据的信道脉冲响应，包括：
对所述第一训练序列以及所述第二训练序列进行自相关运算，获得训练序列处的信道脉冲响应；
针对所述训练序列处的信道脉冲响应，通过设定的线性插值算法进行估计，获得接收信号中未知数据的信道脉冲响应w(n)。
8.一种短波信道稀疏化装置，其特征在于，所述装置包括：通信接口，存储器和处理器；其中，所述通信接口，用于在与其他外部网元之间进行收发信息过程中，信号的接收和发送；
所述存储器，用于存储能够在所述处理器上运行的计算机程序；
所述处理器，用于在运行所述计算机程序时，执行权利要求1至6任一项所述短波信道稀疏化的方法步骤。
9.一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质存储有短波信道稀疏化的程序，所述短波信道稀疏化的程序被至少一个处理器执行时实现权利要求1至6中任一项所述短波信道稀疏化的方法步骤。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910173581.1A CN109861936B (zh) | 2019-03-07 | 2019-03-07 | 一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910173581.1A CN109861936B (zh) | 2019-03-07 | 2019-03-07 | 一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN109861936A CN109861936A (zh) | 2019-06-07 |
| CN109861936B true CN109861936B (zh) | 2020-05-22 |
Family
ID=66900119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910173581.1A Active CN109861936B (zh) | 2019-03-07 | 2019-03-07 | 一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN109861936B (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114374985B (zh) * | 2020-10-14 | 2023-09-19 | Oppo广东移动通信有限公司 | 超带宽信号的接收信号强度修正方法与装置、电子设备 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101471904A (zh) * | 2007-12-27 | 2009-07-01 | 清华大学 | 一种多径信道估计方法 |
| KR20180008057A (ko) * | 2016-07-15 | 2018-01-24 | 강릉원주대학교산학협력단 | 히마와리 8호 ahi 센서를 이용한 대기상한의 상향단파복사 산출방법 |
-
2019
- 2019-03-07 CN CN201910173581.1A patent/CN109861936B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101471904A (zh) * | 2007-12-27 | 2009-07-01 | 清华大学 | 一种多径信道估计方法 |
| KR20180008057A (ko) * | 2016-07-15 | 2018-01-24 | 강릉원주대학교산학협력단 | 히마와리 8호 ahi 센서를 이용한 대기상한의 상향단파복사 산출방법 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 基于遗传算法的短波OFDM 信道估计导频优化方案;韦世红等;《电视技术》;20151231;全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN109861936A (zh) | 2019-06-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4768742B2 (ja) | 通信システムに適用される装置及び方法 | |
| Fernandez et al. | Performance of the 802.11 p physical layer in vehicle-to-vehicle environments | |
| CN102104574B (zh) | 一种ofdm-tdcs信号收发方法、装置及系统 | |
| US20190058529A1 (en) | Turbo receivers for single-input single-output underwater acoustic communications | |
| JP5430661B2 (ja) | ハードリミットされた信号についてのチャネル推定および等化 | |
| CN102571666B (zh) | 基于mmse的水声ofdm判决迭代信道均衡方法 | |
| US9432059B1 (en) | Turbo equalizer and wireless receiving apparatus | |
| US8036323B2 (en) | Method and system for decoding single antenna interference cancellation (SAIC) and redundancy processing adaptation using frame process | |
| CN114982207B (zh) | 在时变信道上接收发射信号的方法及其接收器 | |
| CN107395536B (zh) | 对多途环境下的水声信道冲激响应函数进行估计的方法 | |
| CN110572340A (zh) | 一种用于短波通信的Turbo时域均衡方法 | |
| CN111641441B (zh) | 频域分集合并接收方法、系统、存储介质、短波通信系统 | |
| CN109861936B (zh) | 一种短波信道稀疏化的方法、装置及计算机存储介质 | |
| TW200952405A (en) | Apparatus and method for receiving signal and global system for mobile communication phone | |
| CN103782557A (zh) | 信道估计中的降噪方法、装置、计算机程序及计算机可读存储介质 | |
| US8868019B2 (en) | Forward filter training scheme | |
| JP2004088189A (ja) | データ受信装置およびデータ受信方法 | |
| KR20130075888A (ko) | 무선통신 시스템에서 등화기 수신기 및 동작 방법 | |
| CN102882816B (zh) | 一种多路信号均衡的方法及装置 | |
| Chen et al. | Fractional Cosine Transform (FrCT)-Turbo based OFDM for underwater acoustic communication | |
| CN105827556A (zh) | 双向turbo均衡方法及系统，水声通信系统 | |
| CN104079302B (zh) | 针对双流发送信号的信道译码方法及信道译码装置 | |
| CN115996065B (zh) | 应用于时变水声信道的稳健自适应turbo均衡方法和装置 | |
| Luo et al. | Matching-Pursuit Based Adaptive Turbo Equalization Algorithm for Underwater Acoustic Channels | |
| TWI337473B (en) | Method and apparatus for equalization control |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |