CN109787492A - 一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路及方法,包括可控开关并联电感AC‑DC主模块，开关时间控制模块1和开关时间控制模块2，本发明输入端为振动能量采集器采集到的交流电压电流。当输入端的振荡信号电压从正电压向负电压翻转时，由于采集器的感性器件特性，电压与电流产生相位差，在这段时间内会产生电荷损失。本发明采用逻辑电路对电感开关控制与全桥整流电路相结合的方式，当产生相位差时，时间控制模块1开始工作驱动电感开关开启收集翻转时损失的电荷；翻转结束后，时间控制模块2控制电感开关关断，并开启对输出电容的开关，释放存储后的电荷，以此来提高转换效率。

Description

一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路及方法

技术领域

本发明是一种用于振动能量采集器的可控开关并联电感AC-DC整流电路，主要应用范围是为振动能量采集器提供交流转化直流的整流功能，属于开关电源与集成电路领域。

背景技术

电能在现代工业生产、生活中广泛使用，伴随着电子控制系统的集成化与微小化，物联网设备与一些便携电子设备的电能来源成为亟待解决的问题。因为传统的电池供电存在高污染，大体积以及高维护成本(电池更换维护的人力成本以及电池购置成本)等问题。对于低功耗系统，往往具有体积小数量多的特点，尤其物联网庞大的设备量往往使得成本倍数上升。所以微能量采集技术成为解决这一困扰的最优方案。

能量采集技术是通过采集自然环境中的能量，如：太阳能，风能，动能，热能等，将其转化为电能的技术。在工业级用电中这种发电手段已经非常普遍，但是微能量采集技术只在近些年来才得到发展，其根本原因是上述能量在微能量环境下所产生的能量十分微小，往往只有微安至毫安级，受限于材料，装置设计以及整流电路的技术，这些微能量采集效率极低，甚至无法采集转化为电能为设备供电。但伴随着科学技术的发展，这些问题都在逐步得到改善，国际市场上也出现了相关的产品并可以正常为设备提供电能。例如许多著名的钟表厂商像TISSOT等，都在穿戴手表中设计了摆锤，通过人体的手臂甩动来采集电能给手表供电。

在多种微能量中，相较于太阳能需要太阳板面积要求，热能需要严格的温度要求，风能来源不稳定等因素，振动能来源广泛且方便获取，所以振动能量对于微能量采集的实用性更强，适用性更广。日常生活中无处不在可以获得振动微能量的地方，例如：人在行走时甩臂动作以及脚部踩踏动作，汽车发动机在发动时的振动，火车经过车轨连接处时产生的上下振动等等。

一套完善的振动微能量采集系统应该包括振动能量采集器和能量采集电源管理芯片。典型的振动能量采集器可以分为电磁式振动能量采集器和压力式振动能量采集器。电磁式振动能量采集器利用的是切割磁感线运动的原理，其基本结构为：使用一个圆柱状中空外壳(轻便材料且抗撞击能力较强)，在外壳外缠绕线圈，外壳两端分别安装磁铁，内部安装一个磁极与两端磁铁相反的磁柱。当振动产生时，磁柱在壳内进行切割磁感线运动，从而产生交流电能。压电式振动能量采集器相较于电磁式，在集成化、微型化上拥有极大优势，且高能量密度，输出电压高，电流低等特点为接口电路设计提供了有利的设计条件。现在的主流的压电式振动能量采集器结构一般使用悬臂梁结构。悬臂梁结构由金属悬臂梁上下两端贴上压电片并在首端放置质量块构成，其机械模型可以等效为只有一个自由度的弹簧质量阻尼系统。不同的悬臂梁结构的采集器会拥有不同的转换效率(由振源到装置输出)以及不同的固有频率。当振动频率接近采集器的固有频率的时候，转换效率就越高。能量采集电源管理芯片是用来对采集器产生的电压电流进行整流，从而生成可以对后续电路或者设备供电的稳定电压。但振动能量采集器输出的能量拥有高电压，低电流的特点，所以对于能量采集电源管理芯片的设计有相对特殊且严格的要求。

振动能量采集器基本都可以等效为一个交流电流源串联一个电感-电阻-电容串联网络的模型，输出电压4V以上，输出电流100uA～10mA，频率50～200Hz，拥有高电压，低电流，低频率的特点。由于等效模型中电感的存在，使得采集器输出的电压与电流的相位之间存在90度的差异。这种相位差产生了一个相对严重的问题：在使用传统的全桥整流的情况下，当电压从高电位向低电位过度时，电流的方向并没有随电压马上发生变化，导致电流处于相对正向的流动时，电压已经在下降甚至已经降到负电压。在处于这种状态时会产生大量损失于全桥整流的开关中的电荷(图3所示)，从而导致效率非常低。决定电荷损失量的因素实际有两点，一个是不可避免的相位差导致电荷损失，另一个因素是电平从高电位到低电位的翻转时间。传统的全桥整流结构均无法对这两点做出设计上的调整，故本发明使用一种可控开关并联电感的方法作为解决方案。德国弗莱堡大学的一篇论文《A Parallel-SSHI Rectifier for Piezoelectric Energy Harvesting of Periodic and ShockExcitations》提出了完善的可控开关并联电感与全桥整流电路协同的方案。使用可控开关并联电感可以解决上述的两个因素导致的电荷损失问题，通过加入并联电感，对输入电压进行了整形，使输入电压从类正弦波状变为类矩形波状，大大减少了翻转时间(图4所示)。并且通过控制电感充放电开关，来收集相位差时段内损失的电荷。

发明内容

本发明基于德国弗莱堡大学这种可控开关并联电感的思路，运用论文中使用的并联电感收集电荷的原理，对电感部分的开关逻辑电路进行了重新设计，如图1与图2对比所示，图1虚线部分为本发明重新设计的逻辑开关电路模块，区别于图2原论文复杂逻辑电路部分，使用新的逻辑结构完成电荷转移这一过程。相比论文中的开关逻辑电路，本发明以一种更简单，电路规模更小的结构完成电感充放电开关的控制，同时保证了较高的转换效率。

本发明采用可控开关并联电感和全桥整流电路协同工作的方式代替传统单一的全桥整流电路。本发明使用逻辑开关控制电感的充电放电过程，对电感能够把本应损失在全桥整流电路中的电荷进行储存和转移。相较于传统单一的全桥整流电路，整流转换效率有很大提升。

本发明用可控开关并联电感AC-DC整流电路实现了转换效率的提升。其具体技术方案如下：

一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路，包括可控开关并联电感AC-DC主模块，开关时间控制模块1和开关时间控制模块2，其中：可控开关并联电感AC-DC主模块将振动能量采集器输入的交流电压转换为直流电压V3输出；可控开关并联电感AC-DC主模块的结构为：包括N型MOS管M1、N型MOS管M2、P型MOS管M3、P型MOS管M4、P型MOS管M5、N型MOS管M6、N型MOS管M7、P型MOS管M8、P型MOS管M9、P型MOS管M10、P型MOS管M11，相同的传输门T1、传输门T2、电感L1、电容C1、二极管D1和比较器COMP1，其中N型MOS管M1的栅极SWN1、N型MOS管M2的栅极SWN2、P型MOS管M3的栅极SWP1、P型MOS管M4的栅极SWP2作为控制信号输入端；N型MOS管M1和P型MOS管M4的漏极与传输门T1以及电感L1的一端相接；N型MOS管M2和P型MOS管M3的漏极与传输门T2的一端以及电感L1的另一端相接，N型MOS管M1和N型MOS管M2的源极以及衬底都与地相接，P型MOS管M3和P型MOS管M4的衬底、P型MOS管M3、P型MOS管M4和P型MOS管M9的源极、P型MOS管M10的栅极、P型MOS管M11的漏极、比较器COMP1的正极、二极管D1的负极与电容C1一端V3相接作为输出电压端，电容C1另一端与地相接；传输门T1另一端、P型MOS管M5和N型MOS管M6的漏极、P型MOS管M8和N型MOS管M7的栅极与振动能量采集器一端V1相接，传输门T2另一端、P型MOS管M8和N型MOS管M7的漏极、P型MOS管M5和N型MOS管M6的栅极与振动能量采集器另一端V2相接；N型MOS管M6和N型MOS管M7的源极以及衬底都与地相接，P型MOS管M5和P型MOS管M8的源极以及衬底、P型MOS管M11的栅极、P型MOS管M9和P型MOS管M10的漏极、比较器COMP1的负极、二极管D1的正极相接；比较器COMP1的输出端SW1与P型MOS管M9的栅极相接；P型MOS管M9、P型MOS管M10和P型MOS管M11的衬底、P型MOS管M10和P型MOS管M11的源极相接；

开关时间控制模块1用于生成开关并联电感AC-DC主模块的传输门T1和传输门T2的开关控制信号，开关时间控制模块1的结构为：包括比较器COMP2、与门AND1和缓冲器B1，其中比较器COMP2的使能端接SW1信号，比较器COMP2的正端输入外部生成的参考电压，比较器COMP2的负端输入外部生成的周期斜坡电压，比较器COMP2的输出端与与门的一个输入端相接，与门的另一个输入端与开关并联电感AC-DC主模块的比较器COMP1的输出端SW1相接，与门的输出端与缓冲器B1的输入端相接，缓冲器的输出端SW2为开关并联电感AC-DC主模块提供开关控制信号；

开关时间控制模块2用于生成开关并联电感AC-DC主模块的N型MOS管M1的栅极SWN1、N型MOS管M2的栅极SWN2、P型MOS管M3的栅极SWP1、P型MOS管M4的栅极SWP2的开关控制信号，开关时间控制模块2的结构为：包括电流检测电路、电流比较器COMP3、缓冲器B2、缓冲器B3、触发器DFF1和触发器DFF2，其中电流检测电路由简单CMOS电流镜组成，输入端与端口V3相接，输出端与电流比较器COMP3的负端相接，电流比较器COMP3的输出端与触发器DFF1和触发器DFF2的Reset端相接，缓冲器B2的输入端与开关并联电感AC-DC主模块的端口V1相接，缓冲器B3的输入端与开关并联电感AC-DC主模块的端口V2相接，缓冲器B2的输出端和触发器DFF1的D端相接，缓冲器B3的输出端和触发器DFF2的D端相接；触发器DFF1和触发器DFF2的Clk端与开关时间控制模块1端口SW2的非信号相接，触发器DFF1的Q端与N型MOS管M1的栅极SWN1相接，触发器DFF1的Q非端与P型MOS管M3的栅极SWP1相接，触发器DFF2的Q端与N型MOS管M2的栅极SWN2相接，触发器DFF2的Q非端与P型MOS管M4的栅极SWP2相接。

N型MOS管M1、N型MOS管M2、P型MOS管M3、P型MOS管M4、P型MOS管M5、N型MOS管M6、N型MOS管M7、P型MOS管M8、P型MOS管M9采用低导通电阻金属氧化物场效应晶体管。

二极管D1采用肖特基二极管。

比较器COMP1、比较器COMP2采用传统差分输入电压比较器结构；比较器COMP3采用共栅型电流比较器结构。

振荡能量采集器采用悬臂梁结构，产生高电压4V以上，低电流100uA～10mA，低振荡频率50～200Hz的电流型信号，电感L1电感量是3.3mH。

参考电压与周期斜坡电压均由本电路以外的外部基准电路产生。

本方法共分为能量正常存储的阶段和收集、补偿损失的阶段：

电容C1正常充电阶段

当电容C1的充电电流与C1上的电压没有出现相位差，COMP1的负端电压大于正端电压，SW1为低电平，此时全桥整流电路正常工作；M9开启，维持全桥整流的工作状态；

电感L1搜集电容C1损失电荷及补偿阶段，即电感充电及放电阶段

当电容C1的充电电流与C1上的电压出现相位差，COMP1的负端电压小于正端电压，SW1为高电平，

此时，同时执行以下操作：

(1)M9关断，全桥整流电路停止工作；

(2)开关时间控制模块1开始工作，

且当周期斜坡电压未上升至参考电压时，即SW2为高电平时，传输门T1、T2开启，开关电感L1进入充电阶段，即开关电感L1进入收集采集器感性器件C1所损失电荷的阶段；

否则，当周期斜坡电压上升至参考电压时，即SW2为低电平时，传输门T1、T2关闭，开关时间控制模块2工作，产生SWN1、SWN2、SWP1、SWP2控制信号，控制开关电感L1进入放电阶段，即进入电感L1放电补偿电容C1损失电荷的阶段。

所述周期斜坡电压与振动能量采集器输入的振荡信号同相位，斜坡电压的周期为2倍的振荡频率，斜坡上升与下降时间为二十分之一的振荡频率。

所述周期斜坡电压从零上升参考电压的时间等于翻转时间。

上述控制信号SWN1、SWN2、SWP1、SWP2的产生过程为：由于电感拥有电流方向不会突变特性，通过D触发器时钟上升沿触发原理，用SW2作为时钟，V1、V2分别作为D触发器DFF1、DFF2的参考输入D信号，轮流成对控制M1和M3、M2和M4的开启，电感开始放电，即对电容C1充电，保证放电的方向与充电方向一致；当通过电流检测电路检测L1的电荷放电完全后，通过电流比较器COMP3产生复位信号，驱使D触发器DFF1、DFF2产生关闭M1、M3、M2、M4的信号。

本发明的基本工作原理如下：正常整流状态下，M9处于开启状态，COMP1的负端电压大于正端电压，COMP1输出低电平，M9持续开启。当电压与电流的相位差开始时，即电流电压方向开始相反时，COMP1的正端电压大于负端，COMP1输出高电平，M9关断。此时，全桥整流电路停止工作，开关时间控制模块开始进入工作状态，准备进入电感充电阶段。SW1的高电平进入开关时间控制模块1，COMP2接收到SW1高电平使能。由外部输入的参考电压与周期斜坡电压可用来设置成为翻转时间，在斜坡上升至参考电压的时间(即翻转时间)内，COMP2输出高电平，同时与SW1高电平做与逻辑运算，得到SW2高电平。在此应说明一点就是：SW2高电平相对于SW1高电平的持续时间会短暂很多，因为SW2高电平持续时间由斜坡上升至参考电压的时间所决定了。SW2高电平使开关电感的传输门T1、T2开启，由此电路进入电感充电阶段。当COMP2的斜坡电压上升到参考电压以上时，COMP2输出低电平，通过与逻辑运算，SW2也翻转为低电平。传输门T1、T2关断，电感充电阶段结束。SW2低电平进入开关时间控制模块2，电路准备进入电感放电阶段。SW2低电平经过取反后，SW2翻转为低电平的过程变为翻转为高电平，作为D触发器DFF1、DFF2的时钟信号。同时取V1电压经过B2整形后的信号作为DFF1输入信号，取V2电压经过B2整形后的信号作为DFF2输入信号。取这个信号作为输入信号的意义是：如果在充电阶段时，V1为正电压，V2为负电压，那么电感上电流的方向为由上到下，电感具有电流无法突变特性，所以在充电阶段结束后进入放电时，电感上的放电电流方向仍然为由上到下，那么我们需要一个信号告知系统此时的电流流向，最简便的方式就是通过检测V1,V2的正负来判断电流流向。即V1为正电压时，电流由上到下；V2为正电压时，电流由下到上。结合上面的意义阐述，当V1为正电压，V2为负电压时，电流从上到下，那么DFF1开始工作，DFF2由于D端输入V2负电压整形后的零电压(非双端供电B3不产生负压输出)而不工作。当V1信号遇到SW2非的上升沿信号时，Q端输出高电平，Q非端输出低电平，使M1、M3开启，电感充电阶段开始，保证电感电流方向仍然是从上到下，并对C1进行充电。反之，当V2为正电压，V1为负电压时，DFF2的工作状态与DFF1相同。应当十分注意的一点是当电感上的电荷被放空后，L1的电流方向就会发生反转，如果此时不停止放电阶段，那么电感会抽走C1上的电荷从而导致电荷损失。相比于此前的无放电结束逻辑控制，本发明采用了一种放电结束逻辑控制设计去解决这一问题，首先对V3端口处的电流进行检测，再将检测值输入电流比较器COMP3，正电流通过V3输入到COMP3中，当电流降到负时，Reset输出为高电平，进入到DFF1与DFF2的Reset复位端，使Q端输出均为低电平，使M1、M2、M3、M4关闭，此时电感放电阶段结束，整个系统中的一次电荷转移过程完成。

所述的参考电压与周期斜坡电压均由本电路以外的外部基准电路产生。

整个电路的工作状态可以通过调节参考电压与周期斜坡电压的大小来适应振动能量采集器参数的变化。根据接入的振动能量采集器的输入参数，计算出翻转时间的大小，通过调节参考电压与周期斜坡电压来获得相同的翻转时间，后续逻辑电路将同步自调节以获得准确的逻辑脉冲信号。这样做可以使效率达到最优。

本发明采用可控开关并联电感和全桥整流电路协同工作的方式，通过规模简易的逻辑控制电路，实现了电感中电荷的储存与转移，提高了全桥交流转直流的整流效率。

附图说明

图1本发明电路原理图

图2本发明参考论文电路原理图

图3本发明单独使用全桥整流电路时的输入电压与电流波形图

图4本发明可控开关并联电感AC-DC整流电路的输入电压与电流波形图

图5本发明电路的输入输出电压波形图

图6本发明电路在不同输入功率下的效率曲线图

具体实施方式

采用本发明设计，在180纳米尺寸的CMOS工艺下，进行了电路构建与仿真并流片封装，除电容(C1)与电感(L1)以外均设计至芯片内部。芯片设置引脚端口V1，V2，V3，GND，LN，LP，其中引脚端口V1，V2，V3分别连接图1中电路端口V1，V2，V3；引脚端口GND连接图1中电路地线；引脚端口LN,LP连接图1中电感(L1)的一端与另一端。

通过设计并生产电路板进行测试，其中包括电路芯片、电容(C1)与电感(L1)。电容(C1)一端与芯片端口V3连接，另一端与芯片端口GND连接；电感(L1)一端与芯片端口LN连接，另一端与芯片端口LP连接；振动能量采集器的一端与与芯片端口V1连接，另一端与芯片端口V2连接。

本实施例中电感(L1)大小为3.3mH，电容(C1)大小为5uF；振动能量采集器使用MIDE V22B压电式振动能量采集器，工作时振荡频率设定为50Hz～200Hz，输入功率500uW～1mW。

本发明电路的工作原理是：当振动能量采集器开始工作时，由于是电流型输入，交流电压初始幅值从零开始上升，电压输入端(V1)与输入端(V2)电流开始流入可控开关并联电感AC-DC主模块，P型MOS管(M5)、N型MOS管(M6)、N型MOS管(M7)、P型MOS管(M8)作为全桥整流电路开始工作，二极管(D1)先启动，对电容(C1)充电将电压抬升，当电压抬升到MOS管可以开启的大小时，P型MOS管(M9)开始开启，V3电压迅速抬升，同时带动比较器(COMP1)、开关时间控制模块1和开关时间控制模块2开始工作。比较器(COMP1)的输出信号SW1开始控制P型MOS管(M9)的开关(高电平到来时关断，表示翻转时间开始，用于对齐相位)，并且作为参考信号输入到开关时间控制模块1中。开关时间控制模块1用于控制电感(L1)的充电时间，在开关时间控制模块1中，比较器(COMP2)通过外部产生的参考电压与周期斜坡电压，输出一组脉宽为斜坡上升时间的脉冲波(用于得到翻转时间)，并输入到与门(AND1)中与比较器(COMP1)的输出信号SW1做与逻辑运算，得到相位准确的脉宽为翻转时间的脉冲波。通过缓冲器(B1)得到参考信号SW2，此信号控制传输门(T1)和传输门(T2)的开关状态来确保电感(L1)在翻转时间内开启并充电。同时SW2也会作为开关时间控制模块2的参考信号。开关时间控制模块2用于控制电感(L1)的放电时间，在开关时间控制模块2中，SW2作为触发器(DFF1)与触发器(DFF2)的时钟(clk)端输入，其脉冲上升沿表示电感(L1)上一周期的充电过程结束(翻转结束)；V1与V2分别经过缓冲器(B2)与缓冲器(B3)，作为触发器(DFF1)与触发器(DFF2)的D端输入，其脉冲脉宽分别表示的是采集器电压为正电压的时间和为负电压的时间；通过电流检测电路检测端口(V3)的电流IL，将检测输出的电流Id输入到电流比较器(COMP3)中，触发器(DFF1)与触发器(DFF2)的Reset端用于及时关断N型MOS管(M1)、N型MOS管(M2)、P型MOS管(M3)、P型MOS管(M4)，防止电感(L1)的在电荷释放完全后，产生反向电荷抽取。当采集器电压为正电压时(V1为正电压，V2为负电压)，触发器(DFF1)开始工作，控制N型MOS管(M1)、P型MOS管(M3)开启，利用电感(L1)电流方向不会突变的特性，电流方向仍然保持从V1到V2的方向，即从电感(L1)流入电容(C1)，将收集的翻转时间内损失的电荷转移到最终输出端。当采集器电压为正电压时(V2为正电压，V1为负电压)，触发器(DFF2)开始工作，控制N型MOS管(M2)、P型MOS管(M4)开启，利用电感(L1)电流方向不会突变的特性，电流方向仍然保持从V2到V1的方向，即继续保持从电感(L1)流入电容(C1)的方向，将收集的翻转时间内损失的电荷转移到最终输出端。通过电感对本来在全桥整流电路损耗的电荷进行储存和转移，达到较高的整流转换效率。

其中上述外部输入斜坡电压和参考电压的设置方式如下：需要外部产生的周期斜坡电压与振动能量采集器输入的振荡信号同相位，以保证系统中控制信号准确。设置斜坡电压的周期为2倍的振荡频率，斜坡上升与下降时间为二十分之一的振荡频率。再根据德国弗莱堡大学的一篇论文《A Parallel-SSHI Rectifier for Piezoelectric EnergyHarvesting of Periodic and Shock Excitations》中提到tF，即翻转时间的计算公式。通过代入振荡能量采集器参数计算出翻转时间，再通过周期斜坡电压斜率计算出一个参考电压值，使周期斜坡电压从零上升参考电压的时间等于翻转时间。

本发明符合开关电源中全桥AC-DC整流电路的设计要求。输出效率符合仿真结果。图5是输入输出电压信号图。

图6是本发明在不同输入功率下的效率曲线图。在不同输出功率以及负载下产生的输出电压不同，在不同的输出电压下，都有不同的最高效率。在输出电压为3.3V时，且振动能量采集器能提供200uW以上的输入功率时，本发明可以达到最高的峰值效率83.2％。而不使用并联开关电感时，只能在输出电压为1.8V时拥有最高效率(其他输出电压情况下效率极低)，转换峰值效率约为25％。

Claims (10)

1.一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路，其特征在于：包括可控开关并联电感AC-DC主模块，开关时间控制模块1和开关时间控制模块2，其中：可控开关并联电感AC-DC主模块将振动能量采集器输入的交流电压转换为直流电压V3输出；可控开关并联电感AC-DC主模块的结构为：包括N型MOS管M1、N型MOS管M2、P型MOS管M3、P型MOS管M4、P型MOS管M5、N型MOS管M6、N型MOS管M7、P型MOS管M8、P型MOS管M9、P型MOS管M10、P型MOS管M11，相同的传输门T1、传输门T2、电感L1、电容C1、二极管D1和比较器COMP1，其中N型MOS管M1的栅极SWN1、N型MOS管M2的栅极SWN2、P型MOS管M3的栅极SWP1、P型MOS管M4的栅极SWP2作为控制信号输入端；N型MOS管M1和P型MOS管M4的漏极与传输门T1以及电感L1的一端相接；N型MOS管M2和P型MOS管M3的漏极与传输门T2的一端以及电感L1的另一端相接，N型MOS管M1和N型MOS管M2的源极以及衬底都与地相接，P型MOS管M3和P型MOS管M4的衬底、P型MOS管M3、P型MOS管M4和P型MOS管M9的源极、P型MOS管M10的栅极、P型MOS管M11的漏极、比较器COMP1的正极、二极管D1的负极与电容C1一端V3相接作为输出电压端，电容C1另一端与地相接；传输门T1另一端、P型MOS管M5和N型MOS管M6的漏极、P型MOS管M8和N型MOS管M7的栅极与振动能量采集器一端V1相接，传输门T2另一端、P型MOS管M8和N型MOS管M7的漏极、P型MOS管M5和N型MOS管M6的栅极与振动能量采集器另一端V2相接；N型MOS管M6和N型MOS管M7的源极以及衬底都与地相接，P型MOS管M5和P型MOS管M8的源极以及衬底、P型MOS管M11的栅极、P型MOS管M9和P型MOS管M10的漏极、比较器COMP1的负极、二极管D1的正极相接；比较器COMP1的输出端SW1与P型MOS管M9的栅极相接；P型MOS管M9、P型MOS管M10和P型MOS管M11的衬底、P型MOS管M10和P型MOS管M11的源极相接；

开关时间控制模块1用于生成开关并联电感AC-DC主模块的传输门T1和传输门T2的开关控制信号，开关时间控制模块1的结构为：包括比较器COMP2、与门AND1和缓冲器B1，其中比较器COMP2的使能端接SW1信号，比较器COMP2的正端输入外部生成的参考电压，比较器COMP2的负端输入外部生成的周期斜坡电压，比较器COMP2的输出端与与门的一个输入端相接，与门的另一个输入端与开关并联电感AC-DC主模块的比较器COMP1的输出端SW1相接，与门的输出端与缓冲器B1的输入端相接，缓冲器的输出端SW2为开关并联电感AC-DC主模块提供开关控制信号；

开关时间控制模块2用于生成开关并联电感AC-DC主模块的N型MOS管M1的栅极SWN1、N型MOS管M2的栅极SWN2、P型MOS管M3的栅极SWP1、P型MOS管M4的栅极SWP2的开关控制信号，开关时间控制模块2的结构为：包括电流检测电路、电流比较器COMP3、缓冲器B2、缓冲器B3、触发器DFF1和触发器DFF2，其中电流检测电路由简单CMOS电流镜组成，输入端与端口V3相接，输出端与电流比较器COMP3的负端相接，电流比较器COMP3的输出端与触发器DFF1和触发器DFF2的Reset端相接，缓冲器B2的输入端与开关并联电感AC-DC主模块的端口V1相接，缓冲器B3的输入端与开关并联电感AC-DC主模块的端口V2相接，缓冲器B2的输出端和触发器DFF1的D端相接，缓冲器B3的输出端和触发器DFF2的D端相接；触发器DFF1和触发器DFF2的Clk端与开关时间控制模块1端口SW2的非信号相接，触发器DFF1的Q端与N型MOS管M1的栅极SWN1相接，触发器DFF1的Q非端与P型MOS管M3的栅极SWP1相接，触发器DFF2的Q端与N型MOS管M2的栅极SWN2相接，触发器DFF2的Q非端与P型MOS管M4的栅极SWP2相接。

2.根据权利要求1所述的一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路，其特征在于：所述N型MOS管M1、N型MOS管M2、P型MOS管M3、P型MOS管M4、P型MOS管M5、N型MOS管M6、N型MOS管M7、P型MOS管M8、P型MOS管M9采用低导通电阻金属氧化物场效应晶体管。

3.根据权利要求1所述的一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路，其特征在于：所述二极管D1采用肖特基二极管。

4.根据权利要求1所述的一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路，其特征在于：所述比较器COMP1、比较器COMP2采用差分输入电压比较器结构；比较器COMP3采用共栅型电流比较器结构。

5.根据权利要求1所述的一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路，其特征在于：所述的振荡能量采集器采用悬臂梁结构，产生高电压4V以上，低电流100uA～10mA，低振荡频率50～200Hz的电流型信号，电感L1电感量是3.3mH。

6.根据权利要求1所述的一种用于振动能量采集器的开关电感整流电路，其特征在于：所述的参考电压与周期斜坡电压均由本电路以外的外部基准电路产生。

7.一种用于振动能量采集器的开关电感整流方法，基于权利要求1所述电路，其特征在于：本方法共分为能量正常存储的阶段和收集、补偿损失的阶段：

电容C1正常充电阶段

当电容C1的充电电流与C1上的电压没有出现相位差，COMP1的负端电压大于正端电压，SW1为低电平，此时全桥整流电路正常工作；M9开启，维持全桥整流的工作状态；

电感L1搜集电容C1损失电荷及补偿阶段，即电感充电及放电阶段

当电容C1的充电电流与C1上的电压出现相位差，COMP1的负端电压小于正端电压，SW1为高电平，

此时，同时执行以下操作：

(1)M9关断，全桥整流电路停止工作；

(2)开关时间控制模块1开始工作，

且当周期斜坡电压未上升至参考电压时，即SW2为高电平时，传输门T1、T2开启，开关电感L1进入充电阶段，即开关电感L1进入收集采集器感性器件C1所损失电荷的阶段；

否则，当周期斜坡电压上升至参考电压时，即SW2为低电平时，传输门T1、T2关闭，开关时间控制模块2工作，产生SWN1、SWN2、SWP1、SWP2控制信号，控制开关电感L1进入放电阶段，即进入电感L1放电补偿电容C1损失电荷的阶段。

8.根据权利要求7所述的一种用于振动能量采集器的开关电感整流方法，其特征在于：所述周期斜坡电压与振动能量采集器输入的振荡信号同相位，斜坡电压的周期为2倍的振荡频率，斜坡上升与下降时间为二十分之一的振荡频率。

9.根据权利要求7所述的一种用于振动能量采集器的开关电感整流方法，其特征在于：所述周期斜坡电压从零上升参考电压的时间等于翻转时间。

10.根据权利要求7所述的一种用于振动能量采集器的开关电感整流方法，其特征在于：上述控制信号SWN1、SWN2、SWP1、SWP2的产生过程为：SW2作为D触发器DFF1、DFF2的时钟，V1、V2分别作为D触发器DFF1、DFF2的参考输入D信号，轮流成对控制M1和M3、M2和M4的开启，电感开始放电，即对电容C1充电，用于保证放电的方向与充电方向一致；当通过电流检测电路检测L1的电荷放电完全后，通过电流比较器COMP3产生复位信号，驱使D触发器DFF1、DFF2产生关闭M1、M3、M2、M4的信号。