CN105576986B - 能够实现输出电流整形的准谐振反激变换器及并网逆变器 - Google Patents

能够实现输出电流整形的准谐振反激变换器及并网逆变器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种能够实现输出电流整形的准谐振反激变换器及并网逆变器，变换器由谐振电容、功率开关、功率变压器和整流二极管组成，控制功率开关的第一PWM信号的信号周期T和占空比按对所述输入电压源电压和输出电压源电压进行同步采样的采样周期变化，所述第一PWM信号在每一个所述采样周期中的信号周期、磁化阶段时间、退磁阶段时间和谐振阶段时间均由公式[1]至公式[6]联立求解计算得到。本发明能够由此同时达到：向输出电压源Uout提供高质量供电电流的效果，控制准谐振反激变换器在每个采样周期的输出平均电流或输出功率大小以实现恒流或恒功率等工作模式的效果，以及，降低功率开关Sm的开关损耗以提高准谐振反激变换器电能转换效率的效果。

Description

能够实现输出电流整形的准谐振反激变换器及并网逆变器
技术领域
本发明涉及一种能够实现输出电流整形的准谐振反激变换器，以及应用该准谐振反激变换器的并网逆变器。
背景技术
随着太阳能光伏发电利用形式的发展，组件级别的功率输出优化和功率变换越来越得到重视，既可以将组件的直流电能转化为交流电能送入电网，也可以转化为受控的直流电能给蓄电池组充电或由直流母线汇集后统一并网发电。这类产品的特点是输入电压低、转换效率高，功率等级一般处于200-300W范围内。反激电路拓扑的结构简单，是非常适合这类应用的电路结构之一。本发明提出了一种准谐振零电压开通反激电路的设计和实现方法，具有转换效率高、开关频率相对固定和电磁兼容性好的优点，该算法计入零电压开通所需要的谐振时间，可以精确控制输出电流的波形。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供一种能够实现输出电流整形的准谐振反激变换器，以及应用该准谐振反激变换器的并网逆变器。
解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：
一种能够实现输出电流整形的准谐振反激变换器，用于实现输入电压源向输出电压源的电能传输，其特征在于：所述的准谐振反激变换器由谐振电容、功率开关、功率变压器和整流二极管组成，并设有用于连接所述输入电压源输出端的正输入端子和负输入端子以及用于连接所述输出电压源输入端的正输出端子和负输出端子；所述正输入端子依次通过功率变压器的原边绕组和所述功率开关连接所述负输入端子，所述负输入端子接地，所述谐振电容与功率变压器的原边绕组并联，所述正输出端子依次通过所述整流二极管和所述功率变压器的副边绕组连接所述负输出端子，其中，所述功率变压器的原边绕组同名端连接所述正输入端子、副边绕组异名端连接所述整流二极管的阳极，所述功率开关的控制端接收第一PWM信号，所述第一PWM信号的信号周期T由磁化阶段时间Ton、退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR依次组成，所述功率开关受控在所述第一PWM 信号的磁化阶段时间Ton导通、在所述第一PWM信号的退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR关断；
其中，所述第一PWM信号的信号周期T和占空比d＝Ton/T按对所述输入电压源电压和输出电压源电压进行同步采样的采样周期变化，所述第一PWM信号在每一个所述采样周期中的信号周期T＝Ton+Toff+TR、磁化阶段时间Ton、退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR＝nTr均由以下公式[1]至公式[6]联立求解计算得到：
ip_peak＝N*is_peak [2]
式中，Vin和Vout分别为在当前电压采样时刻即当前采样周期的开始时刻采样得到的所述输入电压源的电压和输出电压源的电压，Tr为所述谐振电容与功率开关的原边绕组所组成谐振网络的谐振周期，n为在谐振阶段时间TR内所述谐振网络的谐振周期个数预设值，C为所述谐振电容的容值，Lp、N＝Ns/Np、Ns和Np分别为所述功率变压器的原边励磁电感、匝比、副边匝数和原边匝数，ip_peak和 is_peak分别表示所述功率变压器的原边电流峰值和副边电流峰值，Io_avg表示变换器的输出平均电流。
作为本发明的一种优选实施方式，所述的准谐振反激变换器还包括PWM输出模块；所述PWM输出模块能够按所述采样周期对所述输入电压源电压和输出电压源电压进行同步采样，并在每一个电压采样时刻即对应采样周期的开始时刻依据所述公式[1]至公式[6]联立求解计算得出每一个采样周期的中所述第一PWM信号的信号周期T、磁化阶段时间Ton、退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间 TR，再依据计算结果实时产生并向所述功率开关输出所述第一PWM信号。
一种并网逆变器，用于实现输入电压源向交流电网的电能传输，其特征在于：所述的并网逆变器包括上述准谐振反激变换器和逆变单元，并设有用于连接所述交流电网的第一输出端子和第二输出端子；所述逆变单元由第一至第四开关管组成，所述准谐振反激变换器的正输出端子分位两路，一路依次通过所述第一开关管和第三开关管连接所述负输出端子、另一路依次通过所述第二开关管和第四开关管连接所述负输出端子，所述第一开关管和第三开关管的连接点连接所述第一输出端子，所述第二开关管和第四开关管的连接点连接所述第二输出端子，使得所述逆变单元和交流电网相对于所述准谐振反激变换器即为所述输出电压源；
所述第一至第四开关管中的每一个开关管均接收一路PWM信号，所述第一开关管和第四开关管受接收到的PWM信号控制在所述交流电网正弦全波电压的正半周期同步导通、负半周期同步关断，所述第二开关管和第三开关管受接收到的PWM信号控制在所述交流电网正弦全波电压的正半周期同步关断、负半周期同步导通，使得：在所述公式[1]至公式[6]的计算中，Vout＝|Vg|，Vg为在当前电压采样时刻即当前采样周期的开始时刻采样得到的所述交流电网的电压。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
第一，参见图1，本发明的准谐振反激变换器工作在准谐振模式，其对控制功率开关Sm的第一PWM信号的信号周期T＝Ton+Toff+TR和占空比 d＝Ton/T进行周期性控制，即：在每一个对输入电压源Uin电压和输出电压源 Uout电压进行同步采样的采样周期，均按照公式[1]至公式[6]计算出第一PWM 信号对应该采样周期的信号周期T和占空比d，使得计算出的信号周期T和占空比d受控于谐振周期个数预设值n和对应采样周期开始时刻采样得到的输入电压源Uin的电压Vin、输出电压源Uout的电压Vout，从而在每个采样周期内精确控制功率开关Sm的开关动作；
因此，本发明的准谐振反激变换器能够实现对准谐振反激变换器输出电流波形的调制和整形，即使得该输出电流波形的相位跟随输出电压源Uout的采样电压Vout相位同步变化、幅值跟随输入电压源Uin的采样电压Vin幅值同步变化，并使得功率开关Sm工作在零电压或波谷开通模式(即在每一个信号周期T的结束时刻，功率开关Sm在其漏源电压即图1的A点电势降低至谐振阶段电压波谷时由关断状态转为导通状态)和整流二极管D1自然关断，由此同时达到：向输出电压源Uout提供高质量供电电流的效果，控制准谐振反激变换器在每个采样周期的输出平均电流或输出功率大小以实现恒流或恒功率等工作模式的效果，以及，降低功率开关Sm的开关损耗以提高准谐振反激变换器电能转换效率的效果。
第二，本发明的准谐振反激变换器用作微型逆变器时，通过合理设置谐振周期个数预设值n的取值，可以控制功率开关Sm使之在其漏源电压的第n个波谷处开通，即控制了信号周期T的长度，从而使功率开关Sm在不同的输入电压和输出功率条件下均能够工作在合适的开关频率下，提高功率开关Sm的工作效率，以确保准谐振反激变换器能够在不同的输入电压和输出功率条件下均具有较高的电能转换效率，以解决“本发明的准谐振反激变换器在输入电压过高、输出电压过低并且输出电流较小情况下，功率开关Sm的开关频率将会变得非常高而影响其工作效率”的问题。
第三，本发明的并网逆变器利用准谐振反激变换器能够实现输出电流波形的调制和整形的效果，与逆变单元组合能够实现输出并网电流的调制和整形，获得高质量的正弦并网电流波形，并且能够实现太阳能并网发电的高效率功率变换，可用于将光伏组件、蓄电池组的能量并网发电。
附图说明
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明：
图1为本发明的准谐振反激变换器的电路原理图；
图2-1为本发明的准谐振反激变换器工作时的波形图；
图2-2为图2-1中原、副边电流波形的放大示意图；
图3为本发明的并网逆变器的电路原理图。
具体实施方式
如图1所示，本发明的准谐振反激变换器，用于实现输入电压源Uin向输出电压源Uout的电能传输，该准谐振反激变换器由谐振电容Cp、功率开关Sm、功率变压器T1和整流二极管D1组成，并设有用于连接输入电压源Uin输出端的正输入端子J1和负输入端子J2以及用于连接输出电压源Uout输入端的正输出端子J3和负输出端子J4；正输入端子J1依次通过功率变压器T1的原边绕组和功率开关Sm连接负输入端子J2，负输入端子J2接地，谐振电容Cp与功率变压器T1的原边绕组并联，正输出端子J3依次通过整流二极管D1和功率变压器T1的副边绕组连接负输出端子J4，其中，功率变压器T1的原边绕组同名端连接正输入端子J1、副边绕组异名端连接整流二极管D1的阳极，功率开关Sm的控制端接收第一PWM信号，第一PWM信号的信号周期T由磁化阶段时间Ton、退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR依次组成，功率开关Sm受控在第一PWM 信号的磁化阶段时间Ton导通、在第一PWM信号的退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR关断。
其中，第一PWM信号的信号周期T＝Ton+Toff+TR和占空比d＝Ton/T按对输入电压源Uin电压和输出电压源Uout电压进行同步采样的采样周期变化，第一PWM信号在每一个采样周期中的信号周期T、磁化阶段时间Ton、退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR＝nTr均由以下公式[1]至公式[6]联立求解计算得到：
ip_peak＝N*is_peak [2]
式中，Vin和Vout分别为在当前电压采样时刻即当前采样周期的开始时刻采样得到的输入电压源Uin的电压和输出电压源Uout的电压，Tr为所述谐振电容Cp 与功率开关Sm的原边绕组所组成谐振网络的谐振周期，n为在谐振阶段时间T内所述谐振网络的谐振周期个数预设值，C为谐振电容Cp的容值，Lp、N＝Ns/Np、Ns和Np分别为功率变压器T1的原边励磁电感、匝比、副边匝数和原边匝数， ip-peak和is_peak分别表示功率变压器T1的原边电流峰值和副边电流峰值，Io-avg表示变换器的输出平均电流即整流二极管D1的平均电流。
另外，上述“按采样周期对输入电压源Uin电压和输出电压源Uout电压进行同步采样、公式[1]至公式[6]联立求解计算、依据计算结果实时产生并向功率开关Sm输出第一PWM信号”的特征，可以在本发明的准谐振反激变换器中增设 PWM输出模块实现，也可以将PWM输出模块作为本发明准谐振反激变换器的外接部件实现。
本发明的准谐振反激变换器的工作方式及原理如下：
本发明的准谐振反激变换器具有由谐振电容Cp、功率开关Sm、功率变压器 T1和整流二极管D1组成的反激变换器电路结构拓扑，其工作在准谐振模式，即：
参见图2-1和图2-2，本发明的准谐振反激变换器在第一PWM信号的一个信号周期T内的工作模态分为三个阶段：
从t0时刻至t1时刻的磁化阶段：时长为磁化阶段时间Ton，功率开关Sm在此期间导通，A点电势为零，输入电压源Uin的电压Vin加在变压器T1的原边，变压器T1的原边励磁电流线性增加，能量存储在功率变压器T1的原边绕组中。
从t1时刻至t2时刻的退磁阶段：时长为退磁阶段时间Toff，功率开关Sm在 t1时刻由导通转变为关断，此时功率变压器T1的原边电流达到最大值ip_peak，而且功率开关Sm关断后，副边的整流二极管D1导通，输出电压Vout反射到原边，幅值为Vout/N，A点电势增大到(Vin+Vout/N)，功率变压器T1的原边绕组储存的能量转移到副边回路，t1时刻副边电流is的最大值为is_peak。随着副边电流is减小到零，副边整流二极管D1自然关断。
从t2时刻至t3时刻的谐振阶段：时长为谐振阶段时间TR，t2时刻，谐振电容 Cp与功率开关Sm的原边绕组所组成的谐振网络开始谐振，A点电势逐渐降低，直到t3时刻，随着功率开关Sm的开通，谐振阶段结束，随后新的信号周期T开始。
本发明的准谐振反激变换器对上述第一PWM信号的信号周期T＝Ton+ Toff+TR和占空比d＝Ton/T进行周期性控制，即：在每一个对输入电压源Uin电压和输出电压源Uout电压进行同步采样的采样周期，均按照公式[1]至公式[6] 计算出第一PWM信号对应该采样周期的信号周期T和占空比d，使得计算出的信号周期T和占空比d受控于谐振周期个数预设值n和对应采样周期开始时刻采样得到的输入电压源Uin的电压Vin、输出电压源Uout的电压Vout，从而在每个采样周期内精确控制功率开关Sm的开关动作，以达到以下技术效果：
第一，实现对准谐振反激变换器输出电流波形的调制和整形，即使得该输出电流波形的相位跟随输出电压源Uout的采样电压Vout相位同步变化、幅值跟随输入电压源Uin的采样电压Vin幅值同步变化，并使得功率开关Sm工作在零电压或波谷开通模式(即在每一个信号周期T的结束时刻，功率开关Sm在其漏源电压即图1的A点电势降低至谐振阶段电压波谷时由关断状态转为导通状态) 和整流二极管D1自然关断，由此同时达到：向输出电压源Uout提供高质量供电电流的效果，控制准谐振反激变换器在每个采样周期的输出平均电流或输出功率大小以实现恒流或恒功率等工作模式的效果，以及，降低功率开关Sm的开关损耗以提高准谐振反激变换器电能转换效率的效果。
利用上述技术效果，本发明的准谐振反激变换器能够用作微型并网型逆变器、功率优化控制器、充电控制器、太阳能充电控制器等产品，输出电压源Uout可当作电压源或受控电压源，通过控制变压器原边电流来控制每个开关周期内传递的能量大小，实现恒功率、恒流等工作模式，满足功率优化和充电控制的需要。
第二，对于准谐振反激变换器在不同的应用场景中，通过合理设置谐振周期个数预设值n的取值，可以控制功率开关Sm使之在其漏源电压的第n个波谷处开通，即控制了信号周期T的长度，从而使功率开关Sm在不同的输入电压和输出功率条件下均能够工作在合适的开关频率下，提高功率开关Sm的工作效率，以确保准谐振反激变换器能够在不同的输入电压和输出功率条件下均具有较高的电能转换效率，以解决“本发明的准谐振反激变换器在输入电压过高、输出电压过低并且输出电流较小情况下，功率开关Sm的开关频率将会变得非常高而影响其工作效率”的问题。
其中，当本发明的准谐振反激变换器用作微型逆变器：
在输入电压源Uin的采样电压Vin在28V至48V且准谐振反激变换器的输出功率为250W时，谐振周期个数预设值n取值为1，此时功率开关Sm的开关频率在103k至161.8k之间；
在输入电压源Uin的采样电压Vin在33V至44V且准谐振反激变换器的输出功率为140W时，谐振周期个数预设值n取值为2，此时功率开关Sm的开关频率在132k至154.1k之间；
在输入电压源Uin的采样电压Vin在22V至33V且准谐振反激变换器的输出功率为100W时，谐振周期个数预设值n取值为2，此时功率开关Sm的开关频率在118.8k至154.5k之间；
在输入电压源Uin的采样电压Vin在33V至44V且准谐振反激变换器的输出功率为70W时，谐振周期个数预设值n取值为3，此时功率开关Sm的开关频率在123k至131.9k之间；
在输入电压源Uin的采样电压Vin在22V至33V且准谐振反激变换器的输出功率为50W时，谐振周期个数预设值n取值为3，此时功率开关Sm的开关频率在117k至132k之间；
在输入电压源Uin的采样电压Vin在15V至56V且准谐振反激变换器的输出功率为20W时，谐振周期个数预设值n取值为4，此时功率开关Sm的开关频率在98.3k至111.2k之间。
由上述数据可知，本发明的准谐振反激变换器用作微型逆变器时，按上述条件设置谐振周期个数预设值n的取值，可以有效的将功率开关Sm的开关频率限制在200k Hz以下。
如图3所示，本发明的并网逆变器，用于实现输入电压源Uin向交流电网Ug 的电能传输，该并网逆变器包括上述准谐振反激变换器和逆变单元，并设有用于连接交流电网Ug的第一输出端子J5和第二输出端子J6；逆变单元由第一至第四开关管S1～S4组成，准谐振反激变换器的正输出端子J3分位两路，一路依次通过第一开关管S1和第三开关管S3连接负输出端子J4、另一路依次通过第二开关管S2和第四开关管S4连接负输出端子J4，第一开关管S1和第三开关管 S3的连接点连接第一输出端子J5，第二开关管S2和第四开关管S4的连接点连接第二输出端子J6，使得逆变单元和交流电网Ug相对于准谐振反激变换器即为输出电压源Uout。
第一至第四开关管S1～S4中的每一个开关管均接收一路PWM信号，第一开关管S1和第四开关管S4受接收到的PWM信号控制在交流电网Ug正弦全波电压的正半周期同步导通、负半周期同步关断，第二开关管S2和第三开关管S3 受接收到的PWM信号控制在交流电网Ug正弦全波电压的正半周期同步关断、负半周期同步导通，使得：在公式[1]至公式[6]的计算中，Vout＝|Vg|，Vg为在当前电压采样时刻即当前采样周期的开始时刻采样得到的交流电网Ug的电压。
本发明的并网逆变器利用上述准谐振反激变换器能够实现输出电流波形的调制和整形的效果，与逆变单元组合能够实现输出并网电流的调制和整形，获得高质量的正弦并网电流波形，并且能够实现太阳能并网发电的高效率功率变换，可用于将光伏组件、蓄电池组的能量并网发电。
本发明不局限于上述具体实施方式，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的等效修改、替换或变更，均落在本发明的保护范围之中。

Claims (3)

1.一种能够实现输出电流整形的准谐振反激变换器，用于实现输入电压源(Uin)向输出电压源(Uout)的电能传输，其特征在于：所述的准谐振反激变换器由谐振电容(Cp)、功率开关(Sm)、功率变压器(T1)和整流二极管(D1)组成，并设有用于连接所述输入电压源(Uin)输出端的正输入端子(J1)和负输入端子(J2)以及用于连接所述输出电压源(Uout)输入端的正输出端子(J3)和负输出端子(J4)；所述正输入端子(J1)依次通过功率变压器(T1)的原边绕组和所述功率开关(Sm)连接所述负输入端子(J2)，所述负输入端子(J2)接地，所述谐振电容(Cp)与功率变压器(T1)的原边绕组并联，所述正输出端子(J3)依次通过所述整流二极管(D1)和所述功率变压器(T1)的副边绕组连接所述负输出端子(J4)，其中，所述功率变压器(T1)的原边绕组同名端连接所述正输入端子(J1)、副边绕组异名端连接所述整流二极管(D1)的阳极，所述功率开关(Sm)的控制端接收第一PWM信号，所述第一PWM信号的信号周期T由磁化阶段时间Ton、退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR依次组成，所述功率开关(Sm)受控在所述第一PWM信号的磁化阶段时间Ton导通、在所述第一PWM信号的退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR关断；
其中，所述第一PWM信号的信号周期T和占空比d＝Ton/T按对所述输入电压源(Uin)电压和输出电压源(Uout)电压进行同步采样的采样周期变化，所述第一PWM信号在每一个所述采样周期中的信号周期T＝Ton+Toff+TR、磁化阶段时间Ton、退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR＝nTr均由以下公式[1]至公式[6]联立求解计算得到：
ip_peak＝N*is_peak [2]
式中，Vin和Vout分别为在当前电压采样时刻即当前采样周期的开始时刻采样得到的所述输入电压源(Uin)的电压和输出电压源(Uout)的电压，Tr为所述谐振电容(Cp)与功率开关(Sm)的原边绕组所组成谐振网络的谐振周期，n为在谐振阶段时间TR内所述谐振网络的谐振周期个数预设值，C为所述谐振电容(Cp)的容值，Lp、N＝Ns/Np、Ns和Np分别为所述功率变压器(T1)的原边励磁电感、匝比、副边匝数和原边匝数，ip_peak和is_peak分别表示所述功率变压器(T1)的原边电流峰值和副边电流峰值，Io_avg表示变换器的输出平均电流。
2.根据权利要求1所述的准谐振反激变换器，其特征在于：所述的准谐振反激变换器还包括PWM输出模块；所述PWM输出模块能够按所述采样周期对所述输入电压源(Uin)电压和输出电压源(Uout)电压进行同步采样，并在每一个电压采样时刻即对应采样周期的开始时刻依据所述公式[1]至公式[6]联立求解计算得出每一个采样周期的中所述第一PWM信号的信号周期T、磁化阶段时间Ton、退磁阶段时间Toff和谐振阶段时间TR，再依据计算结果实时产生并向所述功率开关(Sm)输出所述第一PWM信号。
3.一种并网逆变器，用于实现输入电压源(Uin)向交流电网(Ug)的电能传输，其特征在于：所述的并网逆变器包括权利要求1所述的准谐振反激变换器和逆变单元，并设有用于连接所述交流电网(Ug)的第一输出端子(J5)和第二输出端子(J6)；所述逆变单元由第一至第四开关管(S1～S4)组成，所述准谐振反激变换器的正输出端子(J3)分位两路，一路依次通过所述第一开关管(S1)和第三开关管(S3)连接所述负输出端子(J4)、另一路依次通过所述第二开关管(S2)和第四开关管(S4)连接所述负输出端子(J4)，所述第一开关管(S1)和第三开关管(S3)的连接点连接所述第一输出端子(J5)，所述第二开关管(S2)和第四开关管(S4)的连接点连接所述第二输出端子(J6)，使得所述逆变单元和交流电网(Ug)相对于所述准谐振反激变换器即为所述输出电压源(Uout)；
所述第一至第四开关管(S1～S4)中的每一个开关管均接收一路PWM信号，所述第一开关管(S1)和第四开关管(S4)受接收到的PWM信号控制在所述交流电网(Ug)正弦全波电压的正半周期同步导通、负半周期同步关断，所述第二开关管(S2)和第三开关管(S3)受接收到的PWM信号控制在所述交流电网(Ug)正弦全波电压的正半周期同步关断、负半周期同步导通，使得：在所述公式[1]至公式[6]的计算中，Vout＝|Vg|，Vg为在当前电压采样时刻即当前采样周期的开始时刻采样得到的所述交流电网(Ug)的电压。
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