CN109640463A - 一种混合式反激led驱动电路和准谐振控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种混合式反激LED驱动电路和准谐振控制方法。该电路包括一网侧交流电源V ₁、一光伏电源PV、一功率MOS开关管S₁、一功率MOS开关管S₂、一功率MOS开关管S₃、一功率MOS开关管S₄、一功率MOS开关管S₅、一二极管D₆、一二极管D₇、一二极管D₈、一输出电容C₁、一变压器绕组N₁、一变压器绕组N₂、一变压器绕组N₃、一变压器绕组N₄、一LED灯负载。本发明通过构建一种混合式反激LED驱动电路，实现光伏发电为LED供电、网侧电源为LED供电和光伏发电逆变向网侧供电的混合一体化变换电路，同时采用电压变化斜率检测实现谷底开通的准谐振控制方法，实现一体化多能源供电和高效电能变换。

Description

一种混合式反激LED驱动电路和准谐振控制方法

技术领域

本发明属于LED驱动和控制领域，具体涉及一种混合式反激LED驱动电路和准谐振控制方法。

背景技术

随着社会经济的不断发展，人类对能源的需求日益增加。传统石化能源加剧消耗的同时给环境带来了严重的破坏和污染，能源和环境问题已经成为当今社会所面临最重要的两个主题。因此，合理开发和利用绿色可再生能源已成为人类的迫切需要。在LED的应用中，在不需要发光时，在光伏电源发电与交流电网之间进行能量的转换，为电网提供新型能源，同时，光伏电源的给负载提供能量和将多余能量传递给电网电源，能够降低不可再生能源的使用，提高能源的使用效率，也能使LED照明电源的应用范围更加广泛。

传统反激变换器电路的使用主要是应用在开关电源和LED驱动电路中，负载或单独让电网供电、或单独让光伏电源供电，没能够有效地利用能源。在一些反激变换器的混合使用电路中，过于复杂的电路结构与控制方式也限制了混合式反激变换器电路的推广。同时反激变换器的功率MOS开关管的通断损耗也影响了电源使用效率，准谐振控制的合理使用能够有效提高效率，但传统的控制方法不能够实现准确的谷底导通，也就不能有效地提高变换效率。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种混合式反激LED驱动电路和准谐振控制方法，实现多能源一体化变换和高效率转换。

通为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种混合式反激LED驱动电路和准谐振控制方法，该电路包括：网侧交流电源V ₁、光伏电源PV、功率MOS开关管S₁、功率MOS开关管S₂、功率MOS开关管S₃、功率MOS开关管S₄、功率MOS开关管S₅、二极管D₆、二极管D₇、二极管D₈、输出电容C₁、变压器绕组N₁、变压器绕组N₂、变压器绕组N₃、变压器绕组N₄和LED灯负载；

所述网侧交流电源V ₁的一端连接MOS开关管S₂的漏极，交流电网电源V ₁的另一端与变压器绕组N₂的一端相连；所述MOS开关管S₂的源极连接MOS开关管S₃的源极，所述MOS开关管S₃的另一端漏极连接变压器绕组N₂的另一端；所述光伏电源PV的正向端和二极管D₆的阳极相连，光伏电源PV的负向端连接所述MOS开关管S₁的源极；所述二极管D₆的阴极连接所述变压器绕组N₁的一端；所述MOS开关管S₁的漏极连接变压器绕组N₁的另一端；所述二极管D₇的阳极连接所述变压器绕组N₃的一端，所述二极管D₇的阴极连接所述MOS开关管S₅的漏极；所述MOS开关管S₅的源极分别与所述MOS开关管S₄的源极、输出电容C₁的正极性端以及LED灯负载的阳极相连；所述变压器绕组N₃的另一端与所述变压器绕组N₄的一端、输出电容C₁的负极性端以及LED灯负载的阴极相连；所述变压器绕组N₄的另一端连接所述二极管D₈的阳极；所述二极管D₈的阴极连接所述MOS开关管S₄的漏极。

进一步的，所述电路还包括功率二极管D₁、功率二极管D₂、功率二极管D₃、功率二极管D₄、功率二极管D₅和结电容C_oss；所述功率二极管D₁是功率MOS管S₁的体二极管；所述功率二极管D₂是功率MOS管S₂的体二极管；所述功率二极管D₃是功率MOS管S₃的体二极管；所述功率二极管D₄是功率MOS管S₄的体二极管；所述功率二极管D₅是功率MOS管S₅的体二极管；所述结电容C_oss是功率MOS管S₁的等效输出电容。

进一步的，所述输出电容C₁为电解电容。

一种混合式反激LED驱动电路和准谐振控制方法，包括以下步骤：

步骤S1:功率MOS开关管S₁导通时，功率MOS管S₂、S₃关断，光伏电源PV供电，变压器绕组N₁储能；

步骤S2:功率MOS开关管S₁关断时，将功率MOS开关管S₂开通，储存能量通过变压器绕组N₂释放，流经开关管S₂和开关管S₃的体二极管D₃，形成放电通道，在电网电源V ₁下正上负时，给电网V ₁充电；当能量释放完毕后，变压器绕组N₁的对应的励磁电感与开关管漏源极等效输出电容发生谐振，通过检测主开关管S₁漏源极两端电压的斜率变化来获取电压谐振点；

步骤S3:在开关管关断电压变化时，通过检测电压斜率在t ₁时刻得到膝点电压位置，由于谐振波形的对称原因，接着便可以顺利得到谷底导通位置，从而达到在电压谷底位置通过V _G 控制信号来开通功率MOS开关管S₁的目的，实现主开关管的QR控制。

本发明与现有技术相比具有以下有益效果：

1、本发明将多种供电反激变换器组合起来，实现反激变换器的混合式一体化变换电路，形成光伏电源发电、电网供电、LED负载一体化变换电路；

2、本发明检测反激电路主开关管上的关断电压变化波形，通过检测其斜率变化，实现准谐振谷底导通，有效降低开关管的开通损耗，提高驱动电路变换效率。

附图说明

图1是本发明电路原理图；

图2是本发明主开关管S₁开通时光伏电源PV向电网电源V ₁逆变的工作原理图；

图3是本发明主开关管S₁关断时光伏电源PV向电网电源V ₁逆变的工作原理图；

图4是本发明准谐振控制方法示意图；

图5是主开关管S₁开通光伏电源PV向LED灯负载供电的工作原理图；

图6是主开关管S₁关断光伏电源PV向LED灯负载供电的工作原理图；

图7是在功率MOS开关管S₂导通，其余功率MOS开关管关断时电网电源V ₁向LED供电的工作原理图；

图8是功率MOS开关管S₂关断时，同时将MOS开关管S₅开通，其余MOS开关保持关断时电网电源V ₁向LED供电的工作原理图；

图9是率MOS开关管S₃导通，其余功率MOS开关管关断时电网电源V ₁向LED供电的工作原理图；

图10是功率MOS开关管S₃关断时，同时MOS开关管S₄开通，其余MOS开关管关断时电网电源V ₁向LED供电的工作原理图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

请参照图1，本发明提供一种混合式反激LED驱动电路和准谐振控制方法,该电路包括：网侧交流电源V ₁、光伏电源PV、功率MOS开关管S₁、功率MOS开关管S₂、功率MOS开关管S₃、功率MOS开关管S₄、功率MOS开关管S₅、二极管D₆、二极管D₇、二极管D₈、输出电容C₁、变压器绕组N₁、变压器绕组N₂、变压器绕组N₃、变压器绕组N₄和LED灯负载；

所述网侧交流电源V ₁的一端连接MOS开关管S₂的漏极，交流电网电源V ₁的另一端与变压器绕组N₂的一端相连；所述MOS开关管S₂的源极连接MOS开关管S₃的源极，所述MOS开关管S₃的另一端漏极连接变压器绕组N₂的另一端；所述光伏电源PV的正向端和二极管D₆的阳极相连，光伏电源PV的负向端连接所述MOS开关管S₁的源极；所述二极管D₆的阴极连接所述变压器绕组N₁的一端；所述MOS开关管S₁的漏极连接变压器绕组N₁的另一端；所述二极管D₇的阳极连接所述变压器绕组N₃的一端，所述二极管D₇的阴极连接所述MOS开关管S₅的漏极；所述MOS开关管S₅的源极分别与所述MOS开关管S₄的源极、输出电容C₁的正极性端以及LED灯负载的阳极相连；所述变压器绕组N₃的另一端与所述变压器绕组N₄的一端、输出电容C₁的负极性端以及LED灯负载的阴极相连；所述变压器绕组N₄的另一端连接所述二极管D₈的阳极；所述二极管D₈的阴极连接所述MOS开关管S₄的漏极。

在本实施例中，所述电路还包括功率二极管D₁、功率二极管D₂、功率二极管D₃、功率二极管D₄、功率二极管D₅和结电容C_oss；所述功率二极管D₁是功率MOS管S₁的体二极管；所述功率二极管D₂是功率MOS管S₂的体二极管；所述功率二极管D₃是功率MOS管S₃的体二极管；所述功率二极管D₄是功率MOS管S₄的体二极管；所述功率二极管D₅是功率MOS管S₅的体二极管；所述结电容C_oss是功率MOS管S₁的等效输出电容。

在本实施例中，所述输出电容C₁为电解电容。

在本实施例中，所述光伏电源PV、绕组N₁、功率MOS开关管S₁、二极管D₆、LED灯负载、功率MOS开关管S₅、变压器绕组N3、二极管D₇以及输出电容C₁将光伏电源与LED灯负载结合在一起，实现光伏电源向LED供电的效果；所述电网电源V ₁、变压器绕组N₂、功率MOS开关管S₂和S₃、LED灯负载、功率MOS开关管S₄和S₅、变压器绕组N₃、变压器绕组N₄、二极管D₇、二极管D₈以及输出电容C₁将电网电源与LED灯负载结合起来，实现在光伏电源PV不发电的情况下，通过电网电源持续给LED灯负载供电。

实施例1：

本实施例通过采用电压变化斜率检测准谐振控制的混合式反激变换器，将LED照明、光伏电源供电和电网逆变相结合，实现能量的双向变换与处理，降低开关损耗，提高变换效率。下面结合图1中的具体实例具体说明本发明的混合式反激变换器在主开关管实现准谐振QR控制的条件下的具体工作模态，如图2至图10所示。

参照图2和图3，图2表示在功率MOS开关管S₁导通时，功率MOS管S₂、S₃关断，光伏电源PV供电，变压器绕组N₁储能。图3表示功率MOS开关管S₁关断时，将功率MOS开关管S₂开通，储存能量通过变压器绕组N₂释放，流经开关管S₂和开关管S₃的体二极管D₃，形成放电通道，在电网电源V ₁下正上负时，给电网V ₁充电。当能量释放完毕后，变压器绕组N₁的对应的励磁电感与开关管漏源极等效输出电容发生谐振，可以通过检测主开关管S₁漏源极两端电压的斜率变化来获取电压谐振点，检测原理示意图如图4所示。

参照图4，其中V _DS 表示开关管漏源极两端电压，V _G 表示开关管开通控制信号，在开关管关断电压变化时，通过检测电压斜率在t ₁时刻得到膝点电压位置，由于谐振波形的对称原因，可以准确得到谷底导通位置，从而达到在电压谷底位置通过V _G 控制信号来开通功率MOS开关管S₁的目的，实现主开关管的QR控制。

参照图5和图6，图5表示在功率MOS开关管S₁导通时，光伏电源PV供电，变压器绕组N₁储能。同时将LED回路中的MOS开关管S₄和S₅关断，此时LED灯负载的发光需要输出电容C₁提供能量。图6表示功率MOS开关管S₁关断时，仍然保持MOS开关管S₄关断，同时将MOS开关管S₅开通，这样储存能量通过变压器绕组N₃释放给输出电容C₁和LED灯负载发光。同理，将能量释放完毕后，同样也会发生谐振过程，通过检测电压斜率变化来实现QR控制。

参照图7、图8、图9和图10，图7表示在功率MOS开关管S₂导通，其余功率MOS开关管关断时，电网电源V ₁上正下负，通过MOS开关管S₂和体二极管D₃，给变压器绕组N₂充电储能，此时LED灯负载的发光需要输出电容C₁提供能量。图8表示功率MOS开关管S₂关断时，同时将MOS开关管S₅开通，其余MOS开关管依然保持关断状态，储存能量通过变压器绕组N₃释放给输出电容C₁和LED灯负载发光。图9表示在功率MOS开关管S₃导通，其余功率MOS开关管关断时，电网电源V ₁上负下正，通过MOS开关管S₃和体二极管D₂，给变压器绕组N₂充电储能，此时LED灯负载的发光需要输出电容C₁提供能量。图10表示功率MOS开关管S₃关断时，同时将MOS开关管S₄开通，其余MOS开关管依然关断，储存能量通过变压器绕组N₄释放给输出电容C₁和LED灯负载供电。

上列为一实施例，对本发明的目的、技术方案和优点进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的一个实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (4)

1.一种混合式反激LED驱动电路，其特征在于，该电路包括：网侧交流电源V ₁、光伏电源PV、功率MOS开关管S₁、功率MOS开关管S₂、功率MOS开关管S₃、功率MOS开关管S₄、功率MOS开关管S₅、二极管D₆、二极管D₇、二极管D₈、输出电容C₁、变压器绕组N₁、变压器绕组N₂、变压器绕组N₃、变压器绕组N₄和LED灯负载；

所述网侧交流电源V ₁的一端连接MOS开关管S₂的漏极，交流电网电源V ₁的另一端与变压器绕组N₂的一端相连；所述MOS开关管S₂的源极连接MOS开关管S₃的源极，所述MOS开关管S₃的另一端漏极连接变压器绕组N₂的另一端；所述光伏电源PV的正向端和二极管D₆的阳极相连，光伏电源PV的负向端连接所述MOS开关管S₁的源极；所述二极管D₆的阴极连接所述变压器绕组N₁的一端；所述MOS开关管S₁的漏极连接变压器绕组N₁的另一端；所述二极管D₇的阳极连接所述变压器绕组N₃的一端，所述二极管D₇的阴极连接所述MOS开关管S₅的漏极；所述MOS开关管S₅的源极分别与所述MOS开关管S₄的源极、输出电容C₁的正极性端以及LED灯负载的阳极相连；所述变压器绕组N₃的另一端与所述变压器绕组N₄的一端、输出电容C₁的负极性端以及LED灯负载的阴极相连；所述变压器绕组N₄的另一端连接所述二极管D₈的阳极；所述二极管D₈的阴极连接所述MOS开关管S₄的漏极。

2.根据权利要求1所述的一种混合式反激LED驱动电路，其特征在于：所述电路还包括功率二极管D₁、功率二极管D₂、功率二极管D₃、功率二极管D₄、功率二极管D₅和结电容C_oss；所述功率二极管D₁是功率MOS管S₁的体二极管；所述功率二极管D₂是功率MOS管S₂的体二极管；所述功率二极管D₃是功率MOS管S₃的体二极管；所述功率二极管D₄是功率MOS管S₄的体二极管；所述功率二极管D₅是功率MOS管S₅的体二极管；所述结电容C_oss是功率MOS管S₁的等效输出电容。

3.根据权利要求1所述的一种混合式反激LED驱动电路，其特征在于：所述输出电容C₁为电解电容。

4.根据权利要求1所述的一种混合式反激LED驱动电路的准谐振控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1:功率MOS开关管S₁导通时，功率MOS管S₂、S₃关断，光伏电源PV供电，变压器绕组N₁储能；

步骤S2:功率MOS开关管S₁关断时，将功率MOS开关管S₂开通，储存能量通过变压器绕组N₂释放，流经开关管S₂和开关管S₃的体二极管D₃，形成放电通道，在电网电源V ₁下正上负时，给电网V ₁充电；当能量释放完毕后，变压器绕组N₁的对应的励磁电感与开关管漏源极等效输出电容发生谐振，通过检测主开关管S₁漏源极两端电压的斜率变化来获取电压谐振点；

步骤S3:在开关管关断电压变化时，通过检测电压斜率在t ₁时刻得到膝点电压位置，由于谐振波形的对称原因，接着便可以顺利得到谷底导通位置，从而达到在电压谷底位置通过V _G 控制信号来开通功率MOS开关管S₁的目的，实现主开关管的QR控制。