CN109478852A - 并联和串联的多相llc转换器 - Google Patents

并联和串联的多相llc转换器 Download PDF

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Abstract

本发明的转换器包括第一和第二相电路。每个第一第二相电路包括变压器、串联连接的第一开关和第二开关、以及串联连接在变压器的初级绕组和第一开关与第二开关间的节点之间的谐振电容器和谐振电感器。转换器的输入电压端子与第一相电路的输入和第二相电路的输入并联连接。转换器的输出电压端子与第一相电路的输出和第二相电路的输出串联连接。

Description

并联和串联的多相LLC转换器
背景技术
1.发明领域
本发明涉及LLC谐振转换器。更具体地，本发明涉及并联和串联连接的多相LLC谐振转换器。
2.现有技术
LLC谐振转换器包含在许多不同的应用中，例如平板电视、LED照明系统和电信应用。这些不同的应用通常需要非常高的功率密度和效率。LLC谐振转换器的开关频率增加，从而LLC谐振转换器中的磁性元件例如变压器的尺寸可以降低。在LLC谐振转换器中正确选择开关装置例如晶体管，有助于显著降低或防止开关器件中的开关损耗。
LLC谐振转换器具有许多优点。LLC谐振转换器能够在宽线和负载变化的情况下调节输出电压，并且开关频率的变化相对较小。LLC谐振转换器能够实现零电压开关(ZVS)，无需在开关频率和电压的整个工作范围内进行外部控制。ZVS也被称为软开关或软换向，在该ZVS中，当施加到功率晶体管的电压为零时，功率晶体管被切换。所有必要的寄生元件，包括所有半导体器件的结电容、变压器的漏电感和磁化电感，都用于实现ZVS。低于谐振频率的开关频率允许次级侧中的整流二极管或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的零电流开关(ZCS)。
LLC谐振转换器10的基本配置如图1所示。LLC谐振转换器10包括输入电压VIN，其提供直流电压并且连接到彼此串联连接的功率开关MUP、MDN。连接在功率开关MUP、MDN之间的节点连接到谐振电感器LR、初级绕组LM(也称为磁化电感器)和谐振电容器CR。变压器包括与初级绕组LM耦合的两个次级绕组LS1、LS2。初级侧是指连接到初级绕组LM的电路，次级侧是指连接到次级绕组LS1、LS2的电路。初级侧电路和次级侧电路虽然没有彼此直接连接，但是通过变压器耦合在一起。初级绕组LM与次级绕组LS1、LS2的匝数比为N1：N2，其中N1是初级绕组LM中的匝数，N2是各个次级绕组LS1、LS2中的匝数。每个次级绕组LS1、LS2连接至整流器D1、D2中的一个。输出电容器COUT连接到整流器D1、D2。输出电容器COUT提供输出电压VOUT。由输出电压VOUT提供的输出电压电平与由输入电压VIN提供的电压电平基于匝数比成比例。
当开关频率低于谐振频率时，图1中的LLC谐振转换器10在整流器D1、D2上具有ZVS和ZCS的优点。然而，LLC谐振转换器10的拓扑结构导致输出滤波电容器COUT上的大电流纹波，这是因为通过变压器次级绕组LS1、LS2注入的整流正弦波电流。
美国专利6970366公开了使用如图2所示的多相可以减小电容器的尺寸。使用多相可以称为交错。图2示出了LLC谐振转换器20，其具有并联连接的三相。图2中所示的LLC谐振转换器20的每相的配置为类似于图1中所示的单相LLC谐振转换器10。每个相谐振电容器CRi、谐振电感器LRi和初级绕组LMi在初级侧串联连接，其中i＝1,2,3。每对次级绕组LSi1、LSi2与相应的一个初级绕组LMi耦合，其中i＝1,2,3，并且经由相应的整流器Di1、Di2连接至输出电容器COUT，其中i＝1,2,3。
理想地，与图1中所示的单相拓扑相比，图2中所示的具有相移的简单并联连接可以显著地减小输出电流纹波。然而，在实际应用中，由于谐振分量不匹配，不同相之间的电流或功率的不平衡可能是显著的。
发明内容
本发明的优选实施例提供了根据本发明优选实施例的两相LLC谐振转换器，其输入并联连接并且输出串联连接，这些输出能够提供如下一个或多个益处：
a)LLC谐振转换器的次级侧元件上的电压应力显著降低，LLC谐振转换器的初级侧元件上的电流应力显著降低，LLC谐振转换器的初级侧初级开关导通损耗显著降低。
b)多相LLC谐振转换器的相之间的电流或功率不平衡自动最小化或显著降低。
c)随着LLC谐振转换器初级侧的初级开关的栅极信号进行相移控制，输入电流纹波和/或输出电流纹波显著减小。
d)如果每个相具有不同的启动时间，则启动电流显著降低。
e)LLC谐振转换器能够由单个控制器和/或单个反馈环路控制。
根据本发明的优选实施例，转换器包括输入电压端子、第一相电路、第二相电路以及输出电压端子。第一相电路和第二相电路中的每一个包括：变压器，该变压器包括初级绕组和至少两个次级绕组；连接在输入电压端子和初级绕组之间的串联电路，该串联电路包括串联连接的第一开关和第二开关、及串联连接在初级绕组和第一开关与第二开关间的节点之间的谐振电容器和谐振电感器；以及连接在至少两个次级绕组和输出电压端子之间的半桥整流电路。第一相电路的至少两个次级绕组与第二相电路的至少两个次级绕组相分离。输入电压端子与第一相电路的输入和第二相电路的输入并联连接。输出电压端子与第一相电路的输出和第二相电路的输出串联连接。
优选地，第一相电路和第二相电路中的每一个的半桥整流电路包括输出电容器和至少第一整流器和第二整流器，第一整流器连接在至少两个次级绕组的第一次级绕组和输出电容器的第一端之间，第二整流器连接在至少两个次级绕组的第二次级绕组和输出电容器的第一端之间。输出电容器的第二端优选连接到第一次级绕组和第二次级绕组之间的节点。第一整流器和第二整流器中的每一个优选是二极管。优选地，第一整流器的阳极连接到第一次级绕组，第一整流器的阴极连接到输出电容器的第一端，第二整流器的阳极连接到第二次级绕组，第二整流器的阴极连接到输出电容器的第一端。第一整流器和第二整流器中的每一个优选地是同步金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。第一相电路的输出电容器优选地与第二相电路的输出电容器串联连接。转换器还优选地包括与第一和第二相电路的输出电容器并联连接的转换器输出电容器。半桥整流电路优选地不包括任何位于至少两个次级绕组和输出电容器之间的开关。
第一开关和第二开关中的每一个优选是晶体管。第一开关和第二开关中的每一个优选地是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
转换器还优选地包括控制器，该控制器接收与输出电压端子处的输出电压相关的输出电压感测信号，并将控制信号输出到各个第一和第二相电路中的各个第一和第二开关中。输出到第一相电路的第一开关的控制信号的频率优选地与输出到第二相电路的第一开关的控制信号的频率相同或基本相同。输出到第一相电路的第一开关的控制信号的相位优选地与输出到第二相电路的第一开关的控制信号的相位相同或基本相同，优选地从输出到第二相电路的第一开关的控制信号的相位起偏移约90°，或者从输出到第二相电路的第一开关的控制信号的相位起偏移约180°。在转换器启动期间，控制器优选地在启动第一相电路之后将第二相电路的启动延迟预定时间段。
参照附图从以下本发明优选实施方式的具体说明来进一步阐明本发明的上述及其它特征、元件、特征、步骤以及效果。
附图说明
图1是已知的单相LLC谐振转换器的电路图。
图2是已知的三相LLC谐振转换器的电路图。
图3是根据本发明优选实施例的两相LLC谐振转换器的电路图。
图4A、4B和4C示出了根据本发明优选实施例的LLC谐振转换器的相电流和总电流的波形。
图5A、5B和5C是示出根据本发明优选实施例的输入电压/功率差比相对于归一化开关频率的曲线图。
图6是示出根据本发明优选实施例的LLC谐振转换器的典型增益曲线的曲线图。
图7是根据本发明优选实施例的多相LLC谐振转换器的电路图。
图8是示出已知的单相LLC谐振转换器的典型增益曲线的曲线图。
具体实施方式
以下将参照图3至7详细描述本发明的优选实施例。请注意以下说明在所有方面是说明性的，而不是限制性的，并不应该以任何方式被解释为限定本发明的应用或使用。
图3是根据本发明优选实施例的两相LLC谐振转换器100的电路图，包括两个相电路110、120，其相位输入电压Vi1、Vi2并联连接，相位输出电压Vo1、Vo2串联连接。
转换器100包括输入电压VIN，其向第一相电路110和第二相电路120两者提供直流电压。第一相电路110包括彼此串联连接的功率开关Q1_U、Q1_D。连接在功率开关Q1_U、Q1_D之间的节点连接到谐振电容器Cr1。谐振电容器Cr1连接到谐振电感器Lr1。谐振电感器Lr1连接到第一相电路110中的初级绕组P11的磁化电感器Lm1。变压器包括第一相电路110中的两个次级绕组S11、S12，其与第一相电路110中的次级绕组P11耦合。第一相电路110中的每个次级绕组S11、S12连接到两个整流器D1、D2中的一个的阳极。输出电容器C1连接到每个整流器D1、D2的阴极。
第二相电路120包括彼此串联连接的功率开关Q2_U、Q2_D。连接在功率开关Q2_U、Q2_D之间的节点与谐振电容器Cr2相连。谐振电容器Cr2与谐振电感器Lr2相连。谐振电感器Lr2连接到第二相电路120中的初级绕组P21的磁化电感器Lm2。变压器包括第二相电路120中的两个次级绕组S21、S22，其与第二相电路120中的初级绕组P21耦合。第二相电路120中的每个次级绕组S21、S22连接到两个整流器D3、D4中的一个的阳极。输出电容器C2连接到每个整流器D3、D4的阴极。
优选地，第二相电路120的组件和电路配置类似于第一相电路110的组件和电路配置。在第一相电路110和第二相电路120中包括类似的组件和电路布置显著地减少了第一相电路110和第二相电路120之间的电压和功率的不匹配，以显著改善转换器100的整体性能。例如，谐振电路部件之间的任何不匹配可以通过第一相电路110和第二相电路120的类似电路配置来补偿，下面将进一步讨论。
第一相电路110和第二相电路120中的功率开关的半桥配置包括更少的部件并且提供比全桥配置更简单的控制。因此，与将谐振电感器Lr1、Lr2连接到第一相或第二相的初级绕组P1的磁化电感器Lm1相比，谐振电感器Lr1、Lr2能够集成到例如相应的变压器中，以显著减小LLC转换器100的尺寸。然而，即使包括单独的(即，非集成的)谐振电感器Lr1、Lr2，LLC转换器100仍然能够制造得比包括全桥配置的转换器小。在第一相电路110和第二相电路120的初级侧上谐振组件的配置提供了从初级侧到次级侧的能量传输比全桥配置更高。此外，包括两个整流器D1、D2或D3、D4更简单并且提供比全桥整流电路更低的电压降。
输出电压Vout由串联连接的输出电容器C1和C2提供。转换器100包括与串联连接的输出电容器C1和C2并联连接的输出电容器Cout。功率开关Q1_U、Q1_D、Q2_U、Q2_D例如是MOSFET，但是可以包括其他合适的晶体管。另外，可以包括同步MOSFET代替二极管D1、D2、D3、D4，以对例如次级侧电路中的电压进行整流。
如图3所示，转换器100的控制系统160接收与输出电压Vout相关的输出电压检测信号Vsense。优选地，转换器100仅包括控制系统160的单个控制器，其控制第一相电路110和第二相电路120两者。例如，可以通过对微控制器系统进行编程来提供控制系统160。然而，控制系统160可以替代地由例如在集成电路(IC芯片)中提供的逻辑电路(硬件)或由CPU(中央处理单元)执行的软件来实现。
控制系统160可以包括例如模数转换器(ADC)，并且可以被编程为包括确定开关定时并输出控制信号Vg1、Vg2的反馈控制算法。控制系统160部分地基于输出电压感测信号Vsense提供控制信号Vg1以驱动功率开关Q1_U、Q1_D和控制信号Vg2以驱动功率开关Q2_U、Q2_D。优选地，控制系统仅包括单个反馈回路即输出电压感测信号Vsense，以通过控制功率开关Q1_U、Q1_D、Q2_U、Q2_D来调节输出电压Vout。然而，对于第一和第二相位电路110、120的每个输出电压Vo1、Vo2，可以替代地包括单独的反馈回路。
控制信号Vg1和Vg2能够以相同的频率、基本相同的频率或不同的频率输出。与单相相比，通过功率开关Q1_U、Q1_D、Q2_U、Q2_D传输的电流减少了一半。传输电流减少一半，因为第一相电路110和第二相电路120中的每一个处理一半的功率，使得初级侧的电流仅为总电流的一半。每个功率开关Q1_U、Q1_D、Q2_U、Q2_D的导通损耗减小到四分之一，因为导通损耗由公式(0.5*I)2*Rdson提供，其中0.5*I是通过其中一个开关的电流，Rdson是开关的导通电阻。导通损耗的显著降低允许包括各种不同类型的MOSFET作为功率开关。与单相相比，二极管D1、D2、D3、D4上的电压应力能够减少一半，因为次级侧串联连接使得每个输出的电压为Vout/2。在具有输出Vout的单相中，二极管上的电压应力为2xVout。因此，由于电压应力大约减半，所以可以包括各种不同的二极管作为转换器110的二极管D1、D2、D3、D4，包括具有较低成本的二极管。
例如，可以修改转换器100，例如包括大于两个的相位。图7是多相LLC谐振转换器200的电路图，其中输入并联连接并且输出串联连接。图7中的转换器200包括n个相电路LLC1，...，LLCn。多相LLC谐振转换器200的控制系统260将控制信号Vg1，...，Vgn提供给n个相电路LLC1，...，LLCn。所有相电路LLC1，...，LLCn可以在相同或基本相同的时间操作，或者仅一些相电路LLC1，...，LLCn(例如，仅相电路LLC1和LLC2)可以在例如相同或基本相同的时间操作。通过接通或断开相电路LLC1，...，LLCn，可以增大或减小输出电压范围。优选地，例如n个相电路LLC1，...，LLCn中的每一个包括与图3中所示的第一相电路110或第二相电路120中包括的组件类似的组件，并且控制系统260是控制器，类似于图3中所示的控制器160。
图4A-4C是根据本发明优选实施例的两相电路在相同或基本相同的开关频率下但具有不同的相移控制的电流波形。图4A示出了约0°相移(即，没有相移或基本没有相移)。两相电路具有相同或基本相同的控制信号Vg1和Vg2。在图4B中，两相电路具有相同或基本相同的开关频率，但在控制信号Vg1和Vg2之间相移约90°。在图4C中，两相电路具有相同或基本相同的开关频率，但在控制信号Vg1和Vg2之间相移约180°。只要输出电流纹波可接受，两相之间的开关频率的微小变化，无论是0°，90°还是180°相移都是可以接受的。比较这三个相移条件，0°相移具有对于输入电流和输出电流这两者的最大电流纹波；180°相移具有最低的输入电流纹波，但输出电流纹波类似于0°相移；90°相移具有最低的输出电流纹波，输入电流纹波小于0°相移且大于180°相移。因此，输入/输出电流纹波电平取决于相移角。在图3所示的转换器100中，能够预先设定相移角以显著改善或最大化整个系统性能或显著减小或最小化滤波器尺寸。例如，取决于特定应用，相移角能够被设置为90°以减小输出电流纹波或者能够被设置为180°以减小输入电流纹波。相移角能够由控制系统160设定或者能够由控制系统160动态控制。
在上述图3中的两相LLC谐振转换器100的启动期间，输入电流是两个相电流的总和。两相LLC谐振转换器的每个相，例如上述第一相电路110和第二相电路120，在启动时具有电流I_st1、I_st2。如果两相电路在相同或基本相同的时间启动，那么启动电流的总和是I_st1和I_st2的总和。启动时间可以相同或不同，只要启动电流的总和不会导致过冲条件。如果首先启动第一相电路，则启动电流仅为I_st1。如果第二相电路在一段时间延迟后启动，其中延迟时间取决于LLC启动频率、死区时间和其他转换器组件，并且典型延迟时间在几十ms到几百ms的范围内，那么当第二相电路启动时总输入电流为I1+I_st2(I1<<I_st1)，其中I1是稳态电流。在启动转换期间，通过延迟相电路之一，可以显著降低输入峰值电流。如果两相电路在相同或基本相同的时间启动，那么峰值电流是I_st1和I_st2的总和。如果第二相电路的启动被延迟，那么峰值电流是I1+I_st2，其小于I_st1+I_st2。
当用于初级侧开关的控制信号(例如，控制信号Vg1和Vg2)具有相同或基本相同的开关频率时，提供两相电路的功率/电流不平衡自动最小化或显著减小。如果控制信号Vg1和Vg2的开关频率之间的差异很小，则相位电路(例如，上述第一相电路110和第二相电路120)之间的功率不平衡能够相对较小。
在LLC谐振转换器中，负载系数Q定义为：
其中
在式1和2中，Lr是谐振电感，Cr是谐振电容，Rac是反射到变压器初级侧的AC谐振回路的有效电阻负载，n是变压器的匝数比，Ro是负载电阻。
因此，负载因子Q与输出功率Pout成比例，其中Pout＝Vout2/Ro。
对于LLC谐振转换器应用基本近似分析，参照“AN2450应用笔记，LLC谐振半桥转换器设计指南”(第5版)2007年10月，将输出电压增益M＝Vo/2nVin提供为：
在式3中，n是变压器的匝数比，Lr是谐振电感，Cr是谐振电容，Lm是变压器电感，M是电压增益，λ是电感比Lr/Lm，fn是归一化开关频率fn＝fsw/fr(其中fsw是开关频率，fr是谐振频率)，Ro是负载电阻。
当两相输出电压串联连接，并且相输入电压并联连接时，例如，如图3所示，Q和M之间的关系由下面的等式提供。如果两相电路具有相同或基本相同的效率，则两相电路之间的功率差比X具有以下关系：
根据上式1至4，差比X能够被确定为谐振分量的值的函数：
在式4和5中，a是两相电路之间的谐振电感比(a＝Lr2/Lr1)，b是两相电路之间的谐振电容比(b＝Cr2/Cr1)，c是两相电路之间变压器电感差的比值(c＝Lm2/Lm1)，λ1是第一相电路的电感比Lr1/Lm1，f1是第一相电路的归一化开关频率(f1＝fsw/fr1)，通过下式定义fr1：
Q1是第一相电路的负载系数。
如果发生两个相电路之间的电流或功率不平衡，则这种不平衡很可能是由于两相电路的谐振分量的不匹配。图5A，5B和5C示出了根据本发明优选实施例的差比X与λ和Q的归一化开关频率的关系。图5A示出了当a＝Lr2/Lr1＝0.9或1.1并且其他两个分量Lm和Cr相同或基本相同时的差比X；图5B示出了当b＝Cr2/Cr1＝0.9或1.1并且其他两个分量Lr和Lm相同或基本相同时的差比X；图5C示出了当c＝Lm2/Lm1＝0.9或1.1并且其他两个分量Lr和Cr相同或基本相同时的差比X。
从图5A-5C所示的关系可知，在谐振分量中具有±10％的不匹配，对于给定的条件和频率操作范围，两个相电路之间的失配电压或失配功率能够小于±5％，而不应用任何额外的控制。例如，输出电压或功率失配也能够以较小的工作频率范围进一步降低。另外，通过监视两相电路的输出电压，例如图3所示的输出电压Vo1和Vo2，能够容易地检查功率不平衡水平。
对于具有串联连接的两相输出电压的整个两相LLC谐振转换器系统，例如，如图3所示的两相LLC谐振转换器100，如果系统增益M_sys定义为n*Vout/Vin(变压器的匝数比n乘以输出电压Vout与输入电压Vin的比率)，则得到系统电压增益：
图6示出了根据本发明优选实施例的图3的两相LLC谐振转换器100的增益曲线。如图6所示，具有串联连接的相输出电压的两相LLC谐振转换器提供的增益曲线类似于图8所示的单相LLC谐振转换器的增益曲线。图8示出了已知的单相LLC谐振转换器的典型增益曲线，其具有电感比λ＝Lr/Lm＝0.1和负载因子Q＝0.3，以及归一化的开关频率。因此，用于具有串联连接的相输出电压的两相LLC谐振转换器的控制系统能够与用于单相LLC谐振转换器的控制系统类似。
应理解，前述描述仅用于说明本发明。在不脱离本发明的情况下，各种替换和修改对于本领域技术人员来说是显而易见的。因此，本发明旨在涵盖落入所附权利要求书的范围内的所有此类替代方案、修改、和变形。

Claims (17)

1.一种转换器，包括：
输入电压端子；
第一相电路；
第二相电路；以及
输出电压端子，其中，
所述第一相电路和所述第二相电路中的每一个包括：
变压器，该变压器包括初级绕组和至少两个次级绕组；
串联电路，该串联电路连接在所述输入电压端子和所述初级绕组之间，所述串联电路包括串联连接的第一开关和第二开关、及串联连接在所述初级绕组与所述第一开关和所述第二开关间的节点之间的谐振电容器和谐振电感器；以及
连接在至少两个所述次级绕组和所述输出电压端子之间的半桥整流电路，
所述第一相电路的至少两个所述次级绕组与所述第二相电路的至少两个所述次级绕组分离，
所述输入电压端子与所述第一相电路的输入和所述第二相电路的输入并联连接，并且
所述输出电压端子与所述第一相电路的输出和所述第二相电路的输出串联连接。
2.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，
所述第一相电路和所述第二相电路中每一个的所述半桥整流电路包括输出电容器以及至少第一整流器和第二整流器，
所述第一整流器连接在至少两个所述次级绕组中的第一次级绕组和所述输出电容器的第一端之间，并且
所述第二整流器连接在至少两个所述次级绕组中的第二次级绕组和所述输出电容器的所述第一端之间。
3.如权利要求2所述的转换器，其特征在于，
所述输出电容器的第二端连接到所述第一次级绕组和所述第二次级绕组之间的节点。
4.如权利要求2所述的转换器，其特征在于，
所述第一整流器和所述第二整流器中的每一个都是二极管。
5.如权利要求4所述的转换器，其特征在于，
所述第一整流器的阳极连接到所述第一次级绕组，所述第一整流器的阴极连接到所述输出电容器的所述第一端，并且
所述第二整流器的阳极连接到所述第二次级绕组，所述第二整流器的阴极连接到所述输出电容器的所述第一端。
6.如权利要求2所述的转换器，其特征在于，
所述第一整流器和所述第二整流器中的每一个都是同步金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
7.如权利要求2所述的转换器，其特征在于，
所述第一相电路的所述输出电容器与所述第二相电路的所述输出电容器串联连接。
8.如权利要求2所述的转换器，其特征在于，
还包括与所述第一相电路和所述第二相电路的所述输出电容器并联连接的转换器输出电容器。
9.如权利要求2所述的转换器，其特征在于，
所述半桥整流电路不包括任何位于至少两个所述次级绕组和所述输出电容器之间的开关。
10.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，
所述第一开关和所述第二开关中的每一个都是晶体管。
11.如权利要求10所述的转换器，其特征在于，
所述第一开关和所述第二开关中的每一个都是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
12.如权利要求1所述的转换器，其特征在于，
还包括控制器，该控制器接收与所述输出电压端子处的输出电压相关的输出电压感测信号，并将控制信号输出到各个所述第一相电路和所述第二相电路中的各个所述第一开关和所述第二开关中。
13.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，
输出到所述第一相电路的所述第一开关的所述控制信号的频率与输出到所述第二相电路的所述第一开关的所述控制信号的频率相同或基本相同。
14.如权利要求13所述的转换器，其特征在于，
输出到所述第一相电路的所述第一开关的所述控制信号的相位与输出到所述第二相电路的所述第一开关的所述控制信号的相位相同或基本相同。
15.如权利要求13所述的转换器，其特征在于，
输出到所述第一相电路的所述第一开关的所述控制信号的相位从输出到所述第二相电路的所述第一开关的所述控制信号的相位偏移约90°。
16.如权利要求13所述的转换器，其特征在于，
输出到所述第一相电路的所述第一开关的所述控制信号的相位从输出到所述第二相电路的所述第一开关的所述控制信号的相位偏移约180°。
17.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，
在所述转换器启动期间，所述控制器在启动所述第一相电路之后将所述第二相电路的启动延迟预定时间段。
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