CN109450503B - 一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法，属于临空通信技术领域。构建地面基站和临空基站之间的通信场景，地面基站对K个临空基站发送的信号进行叠加发射，经过信道响应以及天线噪声，形成混合信号，并被每个临空基站都接收到；计算各临空基站的信道增益||h_k||²，得到各空基信号的解码优先级顺序和各个空基的可达率；设计联合收发端的功率分配及优化波束赋形需满足的约束条件，最大化所有空基的最小可达率，简化目标函数和约束条件，推导最优功率分配；转化目标函数求解；简化波束赋形问题，得到最优波束赋形向量。本发明提高了地面基站接入空基数量，具有较低的计算复杂度，保证了各空基传输的公平性。

Description

一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法

技术领域

本发明属于临空通信技术领域，具体是一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法。

背景技术

临空通信，指临空飞行器与地面基站/设备之间的通信，近年来随着信息化的迅速发展，临空通信以其重要的战略意义和广阔的发展前景受到各个国家的广泛重视。由于临空飞行器良好的机动性，可以实现快速部署，其覆盖范围远远超过地面通信，例如远海通信，偏远山区通信，地震等自然灾害后的应急通信。除此之外，临近空间飞行器还可以承担监视、侦查、探测等各种任务，临空飞行器与地面间的通信保障也尤为重要。

随着业务量的增长以及临空飞行器数量的增加，临空通信的接入方式正面临着极大挑战，地面基站与临空飞行器、临空飞行器与地面用户之间通常需要实现一对多的作业方式，然而传统的正交多址接入方已经越来越难以满足这种需求。

而新兴的非正交多址接入技术可以有效解决这一问题，与正交多址接入方式不同，非正交多址接入将多个信号在同一时域/频域/码域下叠加传输，在功率域将其加以区分，接收端采用串行干扰消除技术实现混合信号的解码，在这种方式下，接入数量可以成倍的提高，在同一正交资源块下实现一对多的传输。

另一方面，为了获得更高的传输速率，毫米波通信以其丰富的频谱资源成为业界研究的热门方向，毫米波频段从30GHz到300GHz相比于微波频段有更大的潜力，能够大幅提高临空通信的传输速率。由于高频段的毫米波具有较高的传播损耗，通常采用大规模相控阵天线进行定向通信，利用阵列增益弥补毫米波传播的功率损失。得益于毫米级的波长，成百乃至上千的天线可以装配在较小的空间内，使得地面基站、临空飞行器、地面用户搭载大规模阵列天线成为可能。

发明内容

本发明针对上述问题，考虑到所有空基的传输公平性，防止信道条件差的空基传输中断，提出了一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法，通过联合设计发射端波束赋形及功率分配，实现最大化多个空基的最小传输速率的目标，以保证各空基之间传输的公平性。

具体步骤如下：

步骤一、针对下行临空非正交多址接入通信系统，构建地面基站和临空基站之间的通信场景。

通信场景包括：1.地面基站对多个临空基站的下行传输；2.临空基站对地面用户的下行传输；3.地面基站服务多个低空无人机的下行传输。

针对第一种地面基站对多个临空基站的下行传输的场景，具体构建如下：

地面基站有N元天线阵列，在同一时域/频域/码域资源块内连接K个单天线远程临空基站，分别命名为空基1、空基2、……、空基K；集合为：{1,2,...,k,...,K}。在地面基站一端，采用相控毫米波阵列进行定向通信，其中包括两种相控阵结构：一种是单相位转换器结构，即每个天线仅由单个相位转换器控制；另一种是双相位转换器结构，即每个天线由两个相位转换器共同控制。

单相位转换器结构下的天线权系数向量，即波束赋形向量有不同的模长约束条件如下：

双相位转换器结构下的天线权系数向量，即波束赋形向量有不同的模长约束条件如下：

步骤二、针对第一种场景模型，地面基站将对K个临空基站发送的功率归一化信号进行叠加发射；

叠加信号表达式为：

s_k表示地面基站给临空基站k发送的发射信号，p_k为地面基站对临空基站k的发射信号功率；k＝1,2,…,K；

步骤三、叠加信号s经过地面基站和临空基站之间的信道响应以及天线噪声，形成混合信号，并被每个临空基站都接收到；

临空基站k接收的信号为：

其中h_k是地面基站和空基k的信道响应向量，通过地面基站采用半波间距的均匀线性阵列天线和临空基站之间进行毫米波定向通信得到；计算公式为：

其中λ_k,l表示空基k的第l条径的复系数，Ω_k,l表示空基k的第l条径在地面基站发射角的余弦值，L_k表示空基k的多径分量总个数，a(·)表示指向向量的函数，其表达式为

a(N,Ω)＝[e^jπ0Ω,e^jπ1Ω,e^jπ2Ω,…,e^jπ(N-1)Ω]^T

a(N,Ω)取决于阵列天线的几何结构；

w表示波束赋形向量，n_k表示空基k天线上的高斯白噪声，其平均功率记为σ²。

步骤四、根据混合信号中的信道响应向量，计算各临空基站的信道增益||h_k||²，并做出排序，得到各空基信号的解码优先级顺序。

信道增益越低，解码优先级越高。

针对||h₁||²≥||h₂||²≥…≥||h_K||²，空基K的信号解码时的优先级最高，空基1的信号解码优先级最低；

步骤五、针对有效信道增益排序为||h₁||²≥||h₂||²≥…≥||h_K||²，空基K直接解码s_K，空基K-1先解码s_K并根据串行干扰删除法删除，然后解码s_K-1，以此类推，空基1先依次解码s_K,s_K-1,…,s₂并删除，最后解码s₁；得到各个空基的可达率；

空基k的可达率为：

步骤六、设计联合收发端的功率分配及优化波束赋形需满足的约束条件，最大化所有空基的最小可达率；

目标函数如下：

约束条件如下：

Subject to p_k≥0,k＝1,2,…,K

||w||≤1

其中||w||≤1表示对波束赋形向量的功率约束；P表示地面基站的最大发射功率；

步骤七、通过引进中间变量简化目标函数和约束条件；

记所有空基的最小可达率为r，则原问题等价于

Subject to R_k≥r,k＝1,2,…,K

p_k≥0,k＝1,2,…,K

||w||≤1

步骤八、在给定任意波束赋形向量w及固定最小可达率r的情况下，推导最优功率分配；

空基k的最优功率分配为：

其中η＝2^r-1，并且此时必然所有空基的可达率都等于r；

步骤九、根据每个空基的最优功率分配，计算所有空基的功率之和；

计算公式如下：

步骤十、在最优功率分配下，转化目标函数如下：

||w||≤1

步骤十一、通过二分法求解转化后的目标函数η，并简化波束赋形问题，得到最优波束赋形向量；

具体步骤为：

首先、在给定范围[0,Γ]内用二分法搜索η的最小值；

其中

设定初始值η_min＝0,η_max＝Γ，取

简化波束赋形问题为：

Subject to||w||≤1

然后、判断目标函数η的最小值是否小于等于P，如果是，取

继续求解上述简化波束赋形问题；否则，取

继续求解上述简化波束赋形问题；直至η满足精度要求；

其中，求解简化波束赋形问题的过程如下：

根据毫米波信道稀疏性的特点，近似认为不同用户间信道响应向量正交，即

把w看作上述归一化信道响应向量的线性组合，即

简化波束赋形问题转化为

由拉格朗日乘子法得该问题最优解满足

则正交假设下的最优波束赋形向量为

步骤十二、根据单相位转换器结构和双相位转换器结构，将最优的波束赋形向量模长进行归一化；

分别为

本发明的优点在于：

1)、一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法，使得同时同频下地面基站接入空基数量提升K倍；

2)、一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法，最大化接入空基的最小可达率，保证了各空基传输的公平性；

3)、一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法，具有较低的计算复杂度。

附图说明

图1是本发明非正交多址接入临空通信系统单相位转换器结构示意图；

图2是本发明非正交多址接入临空通信系统双相位转换器结构示意图；

图3是本发明一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法流程图。

具体实施方案

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

鉴于毫米波通信与非正交多址接入技术的巨大优势，本发明考虑将其应用到临空通信当中，毫米波非正交多址接入需要同时考虑毫米波阵列天线波束赋形以及非正交多址接入的功率分配，以地面基站对临空基站的传输为例，如果单纯考虑提高整体传输速率，最直观的方式就是把所有的阵列增益和功率都分配给信道条件最好的临空基站，但此时其他空基的传输速率就无法得到保障。因此，需要设计一种合理的波束赋形及功率分配方法，考虑到所有空基的传输公平性，防止信道条件差的空基传输中断。

本发明提出了一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法，适用场景：1.地面基站对多个临空基站的下行传输；2.临空基站对地面用户的下行传输；3.地面基站服务多个低空无人机的下行传输。下面针对场景1展开说明。

具体步骤如下：

步骤一、针对下行临空非正交多址接入通信系统，构建地面基站和临空基站之间的通信场景。

地面基站有N元天线阵列，在同一时域/频域/码域资源块内连接K个单天线远程临空基站，分别命名为空基1、空基2、……空基K；集合为：{1,2,...,k,...,K}。在地面基站一端，采用相控毫米波阵列进行定向通信，其中包括两种相控阵结构，如图1所示，一种是单相位转换器结构，即每个天线仅由单个相位转换器控制，如图2所示，另一种是双相位转换器结构，即每个天线由两个相位转换器共同控制。这两种结构下的天线权系数向量，即波束赋形向量有不同的模长约束条件，分别为

N为地面基站天线个数；

步骤二、地面基站将对K个临空基站发送的功率归一化信号s_k(k＝1,2,…,K)进行叠加发射；

表达式为

s_k表示地面基站给临空基站k发送的发射信号，p_k为地面基站对临空基站k的发射信号功率；k＝1,2,…,K；

步骤三、叠加信号s经过地面基站和临空基站之间的信道响应以及天线噪声，形成混合信号，并被每个临空基站都接收到；

临空基站k接收的信号为：

其中h_k是地面基站和空基k的信道响应向量，通过地面基站采用半波间距的均匀线性阵列天线和临空基站之间进行毫米波定向通信得到；公式为：

λ_k,l表示空基k的第l条径的复系数，Ω_k,l表示空基k的第l条径在地面基站发射角的余弦值，L_k表示空基k的多径分量总个数，a(·)表示指向向量的函数，其表达式为

a(N,Ω)＝[e^jπ0Ω,e^jπ1Ω,e^jπ2Ω,…,e^jπ(N-1)Ω]^T

a(N,Ω)取决于阵列天线的几何结构；w表示波束赋形向量，n_k表示空基k天线上的高斯白噪声，其平均功率记为σ²。

步骤四、根据混合信号中的信道响应向量，各临空基站根据信道的增益||h_k||²做出排序，得到各空基信号的解码优先级顺序。

假设||h₁||²≥||h₂||²≥…≥||h_K||²；信道增益越低，解码优先级越高。空基K的信号解码时的优先级最高，空基1的信号解码优先级最低。

步骤五、针对有效信道增益排序为||h₁||²≥||h₂||²≥…≥||h_K||²，空基K直接解码s_K，空基K-1先解码s_K并根据串行干扰删除法删除，然后解码s_K-1，以此类推，空基1先依次解码s_K,s_K-1,…,s₂并删除，最后解码s₁；得到各个空基的可达率；

空基k的可达率为：

步骤六、设计联合收发端的功率分配及优化波束赋形需满足的约束条件，最大化所有空基的最小可达率；

目标函数如下：

约束条件如下：

Subject to p_k≥0,k＝1,2,…,K

||w||≤1

其中||w||≤1表示对波束赋形向量的功率约束；P表示地面基站的最大发射功率；

步骤七、通过引进中间变量简化目标函数和约束条件；

记所有空基的最小可达率为r，则原问题等价于

Subject to R_k≥r,k＝1,2,…,K

p_k≥0,k＝1,2,…,K

||w||≤1

步骤八、在给定任意波束赋形向量w及固定最小可达率r的情况下，推导最优功率分配；

空基k的最优功率分配为：

其中η＝2^r-1，并且此时必然所有空基的可达率都等于r；

步骤九、根据每个空基的最优功率分配，计算所有空基的功率之和；

计算公式如下：

步骤十、在最优功率分配下，原问题转化为

||w||≤1

步骤十一、通过二分法求解转化后的目标函数η，并简化波束赋形问题，得到最优波束赋形向量；

具体步骤为：

首先、在给定范围[0,Γ]内用二分法搜索η的最小值；

其中

设定初始值η_min＝0,η_max＝Γ，取

简化波束赋形问题为：

Subject to||w||≤1

然后、判断目标函数η的最小值是否小于等于P，如果是，取

继续求解上述简化波束赋形问题；否则，取

继续求解上述简化波束赋形问题；直至η满足精度要求；

其中，二分法每一步都需要求解简化波束赋形问题，求解过程如下：

根据毫米波信道稀疏性的特点，可以近似认为不同用户间信道响应向量正交，即

把w看作上述归一化信道响应向量的线性组合，即

简化波束赋形问题转化为

由拉格朗日乘子法可得该问题最优解满足

则正交假设下的最优波束赋形向量为

步骤十二、根据单相位转换器结构和双相位转换器结构，将最优的波束赋形向量模长进行归一化；

分别为：

Claims (2)

1.一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法，其特征在于，具体步骤如下：

步骤一、针对下行临空非正交多址接入通信系统，构建地面基站和临空基站之间的通信场景；

通信场景包括：1.地面基站对多个临空基站的下行传输；2.临空基站对地面用户的下行传输；3.地面基站服务多个低空无人机的下行传输；

针对通信场景1，具体构建如下：

地面基站有N元天线阵列，在同一时域/频域/码域资源块内连接K个单天线远程临空基站，分别命名为临空基站1、临空基站2、……、临空基站K，所构成临空基站的集合为：{1,2,...,k,...,K}；在地面基站一端，采用相控毫米波阵列进行定向通信，其中包括两种相控阵结构：一种是单相位转换器结构，即每个天线仅由单个相位转换器控制；另一种是双相位转换器结构，即每个天线由两个相位转换器共同控制；

单相位转换器结构下的天线权系数向量，即波束赋形向量，有不同的模长约束条件如下：

双相位转换器结构下的天线权系数向量，即波束赋形向量，有不同的模长约束条件如下：

步骤二、针对第一种通信场景模型，地面基站将对K个临空基站发送的功率归一化信号进行叠加发射；

叠加信号表达式为：

s_k表示地面基站给临空基站k发送的发射信号，p_k为地面基站对临空基站k的发射信号功率；k＝1,2,…,K；

步骤三、叠加信号s经过地面基站和临空基站之间的信道响应以及天线噪声，形成混合信号，并被每个临空基站都接收到；

临空基站k接收的信号为：

其中h_k是地面基站和临空基站k的信道响应向量，通过地面基站采用半波间距的均匀线性阵列天线和临空基站之间进行毫米波定向通信得到；计算公式为：

其中λ_k,l表示临空基站k的第l条径的复系数；Ω_k,l表示临空基站k的第l条径在地面基站发射角的余弦值，L_k表示临空基站k的多径分量总个数，a(·)表示指向向量的函数，其表达式为

a(N,Ω)＝[e^jπ0Ω,e^jπ1Ω,e^jπ2Ω,…,e^jπ(N-1)Ω]^T

a(N,Ω)取决于阵列天线的几何结构；w表示波束赋形向量，n_k表示临空基站k天线上的高斯白噪声，其平均功率记为σ²；

步骤四、根据混合信号中的信道响应向量，计算各临空基站的有效信道增益||h_k||²，并做出排序，得到各临空基站信号的解码优先级顺序；

步骤五、针对有效信道增益排序为||h₁||²≥||h₂||²≥…≥||h_K||²，临空基站K直接解码s_K，临空基站K-1先解码s_K并根据串行干扰删除法删除，然后解码s_K-1，以此类推，临空基站1先依次解码s_K,s_K-1,…,s₂并删除，最后解码s₁；得到各个临空基站的可达率；

临空基站k的可达率为：

步骤六、设计联合收发端的功率分配及优化波束赋形需满足的约束条件，最大化所有临空基站的最小可达率；

目标函数如下：

约束条件如下：

Subject to p_k≥0,k＝1,2,…,K

||w||≤1

其中||w||≤1表示对波束赋形向量的功率约束；P表示地面基站的最大发射功率；

步骤七、通过引进中间变量简化目标函数和约束条件；

记所有临空基站的最小可达率为r，则目标函数和约束条件等价于

Subject to R_k≥r,k＝1,2,…,K

p_k≥0,k＝1,2,…,K

||w||≤1

步骤八、在给定任意波束赋形向量w及固定最小可达率r的情况下，推导最优功率分配；

临空基站k的最优功率分配为：

其中η＝2^r-1，并且此时必然所有临空基站的可达率都等于r；

步骤九、根据每个临空基站的最优功率分配，计算所有临空基站的功率之和；

计算公式如下：

步骤十、在最优功率分配下，转化目标函数如下：

η

Subject to

||w||≤1

步骤十一、通过二分法求解转化后的目标函数η，并简化波束赋形问题，得到最优波束赋形向量；

具体步骤为：

首先、在给定范围[0,Γ]内用二分法搜索η的最小值；

其中

设定初始值η_min＝0,η_max＝Γ，取

简化波束赋形问题为：

Subject to ||w||≤1

然后、判断目标函数η的最小值是否小于等于P，如果是，取η_min＝η,

继续求解上述简化波束赋形问题；否则，取η_max＝η,

继续求解上述简化波束赋形问题；直至η满足精度要求；

求解简化波束赋形问题的过程如下：

根据毫米波信道稀疏性的特点，近似认为不同用户间信道响应向量正交，即

把w看作上述归一化信道响应向量的线性组合，即

简化波束赋形问题转化为

Subject to

由拉格朗日乘子法得该问题最优解满足

则正交假设下的最优波束赋形向量为

步骤十二、根据单相位转换器结构和双相位转换器结构，将最优的波束赋形向量模长进行归一化；

分别为

2.如权利要求1所述的一种临空阵列通信非正交多址接入公平性传输方法，其特征在于，步骤四中所述的解码优先级顺序为：信道增益越低，解码优先级越高；

针对||h₁||²≥||h₂||²≥…≥||h_K||²，临空基站K的信号解码时的优先级最高，临空基站1的信号解码优先级最低。

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