CN109347392A - 基于混合不连续pwm的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，该方法将电机运行所需瞬时功率解耦为有功功率和无功功率，并分别由飞跨电容型双逆变器中电源供电的主逆变器和电容供电的补偿逆变器提供，使主逆变器和补偿逆变器分别运行在单位功率因数状态和无功补偿状态，避免了传统功率分配算法中所必须使用的三角函数和反三角函数，降低了控制方法的复杂度，提高了开绕组电机系统运行性能。针对双逆变器交流侧的电压电流相位关系，本发明还公开了一种混合不连续PWM调制策略，较大地降低了双逆变器的开关损耗，提高了开绕组电机驱动系统效率。

Description

基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控 制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法。

背景技术

相比感应电机，永磁同步电机效率高、高功率因数、高功率密度及宽调速范围等优点，在数控机床、电动汽车、风力发电、船舰推进及航空航天等领域中获得广泛应用。虽然永磁同步电机具有宽的调速范围，但是随着转速的升高，反电动势也逐渐增加。为了保持反电势与逆变器端电压之间的平衡，需要较高的逆变器直流母线电压。

采用过调制技术可以提高直流电压利用率，但过调制会导致定子电流畸变，从而引起转矩脉动和绕组发热问题。提高逆变器直流母线电压可以克服过调制缺点从而使逆变器仍然处在线性调制范围内，但通常受限于应用场合的供电电压。在逆变器前级增加升压变换器，能够提高直流母线电压，但所用升压电感会增加驱动装置体积和重量，而且级联变换器结构也恶化了系统效率。采用阻抗源逆变器代替传统逆变器，能够实现单级升压，但阻抗源网络的高压电容同样会增加装置体积，而且其启动冲击回路也容易损坏逆变桥。此外，基于升压变换器和阻抗源网络的升压拓扑不但会导致逆变器功率器件承受高电压应力，增加桥臂故障率，而且还会增加开关损耗，降低系统效率。

开绕组结构是在不改变电机本体电磁设计与机械结构的基础上，仅将电机绕组的中性点打开并串接一个逆变器，构成双逆变器供电的新型电机驱动拓扑。根据双逆变器供电方式的不同，可分为单电源共母线、双电源隔离母线和混合电源供电三种拓扑结构。单电源共母线供电方式仅需要一个直流电源，具有结构简单、成本低，但电机相绕组中存在零序回路，产生的零序电流会增加游标电机的推力脉动和功率损耗。双电源隔离母线供电方式使双逆变器相互隔离，不存在零序电流问题，但隔离双电源的使用增加了系统成本和复杂度。混合电源供电方式是指一侧逆变器的直流母线采用电源供电，另一侧逆变器的直流母线采用电解电容供电，从而构成飞跨电容型双逆变器驱动系统。该驱动拓扑既避免了双电源供电方式的高成本，也抑制了单电源供电方式的零序电流。由于电容侧逆变器只能提供无功功率，而永磁电机在高速运行时也只需要进行无功功率补偿，因此飞跨电容型双逆变器拓扑结构特别适合于永磁同步电机的高性能驱动控制。

近几年，随着国内外学者对飞跨电容型双逆变器驱动开绕组电机研究的深入，其电机主逆变器及补偿逆变器之间功率流协调控制问题也受到越来越多的重视。文献1(“Aalgorithm for supply voltage boosting in an open-ended induction machineusing a dual inverter system with a floating capacitor bridge”,J.Ewanchuk,etal,IEEE Transactions on Power electronics,2013,28(3):1348–1357)将主逆变器和补偿逆变器视为两个独立驱动单元，通过控制双逆变器输出电压矢量的夹角，达到提升电机端电压和扩展高速运行范围的效果，但低速运行时主逆变器仍然需要提供部分无功功率。而且主逆变器和补偿逆变器均采用传统的空间矢量PWM调制，因此双逆变器的开关损耗较大。文献2(“Hybrid modulation of dual-inverter for open-end permanent magnetsynchronous motor”,Y.Lee,et al,IEEE Transactions on Power electronics,2015,30(6):3286–3299)提出了一种混合PWM调制策略，主逆变器采用六步PWM调制而补偿逆变器采用空间矢量PWM调制，提高了主逆变器的直流母线电压利用率，同时也降低了主逆变器的开关损耗，但六步PWM调制的采用导致主逆变器仍然需要提供部分无功功率。此外，上述方法都是将定子电压矢量分解为与定子电流矢量方向相同的主逆变器有功矢量和正交的补偿逆变器无功矢量来实现飞跨电容型双逆变器的协调控制。该矢量相位控制算法需使用三角函数计算电压电流矢量的相位，存在计算量大和实现复杂的缺点。因此，探索一种既能实现开绕组电机功率快速解耦又能降低双逆变器开关损耗的高性能控制策略和调制技术，是电机控制技术领域亟待解决的工程应用问题。

发明内容

本发明的目的是，针对现有控制技术的不足，提出一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，能够将电机有功和无功快速解耦并分别由主逆变器和补偿逆变器提供，同时降低双逆变器的开关损耗，提高开绕组驱动系统效率。

具体地说，本发明是采取以下的技术方案来实现的：一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，包括如下步骤：

(1)检测开绕组电机系统中的三相定子电流i_a、i_b和i_c、转子位置角θ_e，主逆变器直流母线电压U_dc和补偿逆变器飞跨电容电压U_cap；

(2)根据转子位置角θ_e对三相abc静止坐标系下的定子电流i_a、i_b和i_c进行abc/dq坐标变换，得到两相dq旋转坐标系下的定子电流i_d和i_q；

(3)根据给定电机转速ω_eref和由转子位置角θ_e计算所得的电机实际转速ω_e，二者相减后经PI1速度控制器输出q轴给定电流i_qref；d轴给定电流i_dref等于0；

(4)将d轴给定电流i_dref和定子电流id相减后经PI2电流控制器输出d轴给定电压u_dref；将q轴给定电流i_qref和定子电流i_q相减后经PI3电流控制器输出q轴给定电压u_qref；

(5)将直流母线电压U_dc和飞跨电容电压U_cap相减后经PI4电压控制器输出飞跨电容电流I_cap，飞跨电容电压U_cap和电流I_cap相乘后得到补偿逆变器的损耗功率P_loss2；

(6)根据d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和损耗功率P_loss2，采用瞬时功率解耦控制方法计算补偿逆变器的d轴损耗给定电压u_d2refP和q轴损耗给定电压u_q2refP；

(7)根据d轴给定电压u_dref、q轴给定电压u_qref、d轴定子电流i_d和q轴定子电流i_q，采用瞬时功率解耦控制方法计算补偿逆变器的d轴无功给定电压u_d2refQ和q轴无功给定电压u_q2refQ；

(8)根据补偿逆变器的d轴损耗给定电压u_d2refP、d轴无功给定电压u_d2refQ、q轴损耗给定电压u_q2refP和q轴无功给定电压u_q2refQ，计算补偿逆变器的d轴给定电压u_d2ref和q轴给定电压u_q2ref；

(9)根据d轴给定电压u_dref、q轴给定电压u_qref、补偿逆变器的d轴给定电压u_d2ref和q轴给定电压u_q2ref，计算主逆变器的d轴给定电压u_d1ref和q轴给定电压u_q1ref；

(10)根据转子位置角θ_e对两相dq旋转坐标系下的主逆变器给定电压u_d1ref和u_q1ref进行dq/abc坐标变换，得到三相abc静止坐标系下的给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref；根据转子位置角θ_e对两相dq旋转坐标系下的补偿逆变器给定电压u_d2ref和u_q2ref进行dq/abc坐标变换，得到三相abc静止坐标系下的给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref；

(11)根据主逆变器三相给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref和补偿逆变器三相给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref，采用混合不连续PWM调制策略，得到主逆变器中六个IGBT的开关信号S1～S6和补偿逆变器中六个IGBT的开关信号S7～S12，开关信号S1～S6和S7～S12经驱动放大后分别对主逆变器和补偿逆变器的IGBT进行通断控制。

本发明的进一步特征在于：所述步骤(6)中补偿逆变器的d轴损耗给定电压u_d2refP和q轴损耗给定电压u_q2refP的计算方法如下：

其中：K_P和K_I分别是PI4电压控制器的比例系数和积分系数。

本发明的进一步特征在于：所述步骤(7)中补偿逆变器的d轴无功给定电压u_d2refQ和q轴无功给定电压u_q2refQ的计算方法如下：

其中：ω_e为永磁同步电机的电角速度，L_d和L_q分别为直轴电感和交轴电感。

本发明的进一步特征在于：所述步骤(8)中补偿逆变器的d轴给定电压u_d2ref和q轴给定电压u_q2ref的计算方法如下：

本发明的进一步特征在于：所述步骤(9)中主逆变器的d轴给定电压u_d1ref和q轴给定电压u_q1ref的计算方法如下：

本发明的进一步特征在于：所述步骤(11)中根据混合不连续PWM调制策略确定主逆变器和补偿逆变器开关信号S1～S12的具体过程如下：

首先将主逆变器三相给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref除以U_dc/2，得到标幺化的三相给定电压m_a1ref、m_b1ref和m_c1ref，并判断三相电压的大小，将最大值和最小值分别表示为m_1max和m_1min；将补偿逆变器三相给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref除以U_cap/2，得到标幺化的三相给定电压m_a2ref、m_b2ref和m_c2ref，并判断三相电压的大小，将最大值和最小值分别表示为m_2max和m_2min；

根据下式即可获得主逆变器的调制信号u_ra1、u_rb1和u_rc1：

其中：u_e1为补偿逆变器的零序调制电压，u_e1的计算方法如下：

如果m_1max+m_1min≥0，则u_e1＝1-m_1max；

如果m_1max+m_1min<0，则u_e1＝-1-m_1min；

根据下式即可获得补偿逆变器的调制信号u_ra2、u_rb2和u_rc2：

其中：u_e2为补偿逆变器的零序调制电压，u_e2的计算方法如下：

如果m_2max+m_2min≥0，则u_e2＝-1-m_2min；

如果m_2max+m_2min<0，则u_e2＝1-m_2max；

最后，将主逆变器的三相调制信号u_ra1、u_rb1和u_rc1和补偿逆变器的三相调制信号u_ra2、u_rb2和u_rc2分别与三角波进行比较，得到主逆变器中六个IGBT的开关信号S1～S6和补偿逆变器中六个IGBT的开关信号S7～S12。

本发明具有以下有益效果：

1.本发明采用瞬时功率解耦控制方法，使永磁同步电机运行所需的有功和无功分别由主逆变器和补偿逆变器快速地提供，避免了传统功率分配算法中所必须使用的三角函数和反三角函数，减小了控制算法的运算量，保证了主逆变器在全速范围内运行在单位功率因数状态，提高了开绕组电机运行性能。

2.本发明采用混合不连续PWM调制策略驱动飞跨电容型双逆变器，相比传统空间矢量PWM调制策略，较大地降低了开关损耗，提高了开绕组电机系统效率。

附图说明

图1为本发明实施的飞跨电容型开绕组永磁同步电机系统的结构示意图。

图2为本发明实施的飞跨电容型开绕组永磁同步电机系统的控制框图。

图3(a)为本发明控制方法下电机转矩波形图。

图3(b)为本发明控制方法下电机速度波形图。

图3(c)为本发明控制方法下三相定子电流波形图。

图3(d)为本发明控制方法下飞跨电容电压波形图。

图4(a)为本发明控制方法下主逆变器和补偿逆变器的有功功率波形图。

图4(b)为本发明控制方法下主逆变器和补偿逆变器的无功功率波形图。

图5(a)为本发明控制方法下主逆变器的a相调制信号波形图。

图5(b)为本发明控制方法下主逆变器的a相上管开关信号波形图。

图6(a)为本发明控制方法下补偿逆变器的a相调制信号波形图。

图6(b)为本发明控制方法下补偿逆变器的a相上管开关信号波形图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施方式，对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本发明实施的飞跨电容型开绕组永磁同步电机系统的结构示意图，包括：一个直流电源、一个主逆变器、一个永磁同步电机、一个补偿逆变器、一个飞跨电解电容、一个三相电流传感器、一个直流电源电压传感器、一个飞跨电容电压传感器、一个光电编码器和一个DSP控制器。

如图2所示，本发明实施的飞跨电容型开绕组永磁同步电机系统的控制框图，控制方法包括如下步骤：

(1)利用三相电流传感器检测永磁同步电机的三相定子电流i_a、i_b和i_c，利用光电编码器检测转子位置角θ_e，并通过对θ_e求导获得电机实际转速ω_e，利用直流电源电压传感器检测主逆变器的直流母线电压U_dc，利用飞跨电容电压传感器检测补偿逆变器的飞跨电容电压U_cap；

(2)根据转子位置角θ_e对三相abc静止坐标系下的定子电流i_a、i_b和i_c进行abc/dq坐标变换，得到两相dq旋转坐标系下的定子电流i_d和i_q，计算公式如下：

(3)根据给定电机转速ω_eref和电机实际转速ω_e，二者相减后经PI1速度控制器输出q轴给定电流i_qref；d轴给定电流i_dref等于0；

(4)将d轴给定电流i_dref和定子电流id相减后经PI2电流控制器输出d轴给定电压u_dref；将q轴给定电流i_qref和定子电流i_q相减后经PI3电流控制器输出q轴给定电压u_qref；

(5)将直流母线电压U_dc和飞跨电容电压U_cap相减后经PI4电压控制器输出飞跨电容电流I_cap，飞跨电容电压U_cap和电流I_cap相乘后得到补偿逆变器的损耗功率P_loss2；

(6)根据d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和损耗功率P_loss2，采用瞬时功率解耦控制方法计算补偿逆变器的d轴损耗给定电压u_d2refP和q轴损耗给定电压u_q2refP，计算公式如下：

其中：K_P和K_I分别是PI4电压控制器的比例系数和积分系数。

(7)根据d轴给定电压u_dref、q轴给定电压u_qref、d轴定子电流i_d和q轴定子电流i_q，采用瞬时功率解耦控制方法计算补偿逆变器的d轴无功给定电压u_d2refQ和q轴无功给定电压u_q2refQ，计算公式如下：

其中：ω_e为永磁同步电机的电角速度，L_d和L_q分别为直轴电感和交轴电感。

(8)根据补偿逆变器的d轴损耗给定电压u_d2refP、d轴无功给定电压u_d2refQ、q轴损耗给定电压u_q2refP和q轴无功给定电压u_q2refQ，计算补偿逆变器的d轴给定电压u_d2ref和q轴给定电压u_q2ref，计算公式如下：

(9)根据d轴给定电压u_dref、q轴给定电压u_qref、补偿逆变器的d轴给定电压u_d2ref和q轴给定电压u_q2ref，计算主逆变器的d轴给定电压u_d1ref和q轴给定电压u_q1ref，计算公式如下：

(10)根据转子位置角θ_e对两相dq旋转坐标系下的主逆变器给定电压u_d1ref和u_q1ref进行dq/abc坐标变换，得到三相abc静止坐标系下的给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref，计算公式如下：

根据转子位置角θ_e对两相dq旋转坐标系下的补偿逆变器给定电压u_d2ref和u_q2ref进行dq/abc坐标变换，得到三相abc静止坐标系下的给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref，计算公式如下：

(11)根据主逆变器三相给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref，采用混合不连续PWM调制策略，得到主逆变器中六个IGBT的开关信号S1～S6，具体过程如下：

首先将主逆变器三相给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref除以U_dc/2，得到标幺化的三相给定电压m_a1ref、m_b1ref和m_c1ref，并判断三相电压的大小，将最大值和最小值分别表示为m_1max和m_1min；

然后根据下式即可获得主逆变器的调制信号u_ra1、u_rb1和u_rc1：

其中：u_e1为补偿逆变器的零序调制电压，u_e1的计算方法如下：

如果m_1max+m_1min≥0，则u_e1＝1-m_1max；

如果m_1max+m_1min<0，则u_e1＝-1-m_1min；

最后，将主逆变器的三相调制信号u_ra1、u_rb1和u_rc1与三角波进行比较，得到主逆变器中六个IGBT的开关信号S1～S6，开关信号S1～S6经驱动放大后对主逆变器的IGBT进行通断控制。

(12)根据补偿逆变器三相给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref，采用混合不连续PWM调制策略，得到补偿逆变器中六个IGBT的开关信号S7～S12，，具体过程如下：

首先将补偿逆变器三相给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref除以U_cap/2，得到标幺化的三相给定电压m_a2ref、m_b2ref和m_c2ref，并判断三相电压的大小，将最大值和最小值分别表示为m_2max和m_2min；

然后根据下式即可获得补偿逆变器的调制信号u_ra2、u_rb2和u_rc2：

其中：u_e2为补偿逆变器的零序调制电压，u_e2的计算方法如下：

如果m_2max+m_2min≥0，则u_e2＝-1-m_2min；

如果m_2max+m_2min<0，则u_e2＝1-m_2max；

最后，将补偿逆变器的三相调制信号u_ra2、u_rb2和u_rc2与三角波进行比较，得到补偿逆变器中六个IGBT的开关信号S7～S12，开关信号S7～S12经驱动放大后对补偿逆变器的IGBT进行通断控制。

为了说明本发明的一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，对具体实施方式进行了仿真测试，所采用的电机参数如下：定子电组R_s＝2.875Ω，直轴电感L_d＝0.04H，交轴电感L_q＝0.04H，永磁磁链λ_f＝0.175Wb，极对数P＝4，转动惯量J＝0.003kgm²。

图3(a)～(d)分别为电机转矩、电机速度、三相定子电流和飞跨电容电压波形图，在0.4s时，给定速度从200r/min突变到400r/min，在0.8s时，给定转矩从5Nm突变到10Nm，可以看出，转矩、速度和定子电流都具有较好的稳定和动态性能，并且飞跨电容电压能够稳定在200V附近。

图4(a)和(b)分别为主逆变器及补偿逆变器的有功和无功功率波形图，可以看出，主逆变器只提供有功功率而补偿逆变器只提供无功功率，实现了开绕组永磁同步电机的瞬时功率解耦控制，保证了主逆变器在全速范围内运行在单位功率因数状态，提高了开绕组永磁同步电机的运行性能。

图5(a)和(b)分别为主逆变器的a相调制信号和上管开关信号波形图，图6(a)和(b)分别为补偿逆变器的a相调制信号和上管开关信号波形图，可以看出，主逆变器和补偿逆变器的开关管都有1/3基波周期保持常导通或常关断状态，相比传统空间矢量PWM调制策略，较大地降低了双逆变器开关损耗，提高了开绕组永磁同步电机系统效率。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (6)

1.一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)检测开绕组电机系统中的三相定子电流i_a、i_b和i_c、转子位置角θ_e，主逆变器直流母线电压U_dc和补偿逆变器飞跨电容电压U_cap；

(2)根据转子位置角θ_e对三相abc静止坐标系下的定子电流i_a、i_b和i_c进行abc/dq坐标变换，得到两相dq旋转坐标系下的定子电流i_d和i_q；

(3)根据给定电机转速ω_eref和由转子位置角θ_e计算所得的电机实际转速ω_e，二者相减后经PI1速度控制器输出q轴给定电流i_qref；d轴给定电流i_dref等于0；

(4)将d轴给定电流i_dref和定子电流id相减后经PI2电流控制器输出d轴给定电压u_dref；将q轴给定电流i_qref和定子电流i_q相减后经PI3电流控制器输出q轴给定电压u_qref；

(5)将直流母线电压U_dc和飞跨电容电压U_cap相减后经PI4电压控制器输出飞跨电容电流I_cap，飞跨电容电压U_cap和电流I_cap相乘后得到补偿逆变器的损耗功率P_loss2；

(6)根据d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和损耗功率P_loss2，采用瞬时功率解耦控制方法计算补偿逆变器的d轴损耗给定电压u_d2refP和q轴损耗给定电压u_q2refP；

(7)根据d轴给定电压u_dref、q轴给定电压u_qref、d轴定子电流i_d和q轴定子电流i_q，采用瞬时功率解耦控制方法计算补偿逆变器的d轴无功给定电压u_d2refQ和q轴无功给定电压u_q2refQ；

(8)根据补偿逆变器的d轴损耗给定电压u_d2refP、d轴无功给定电压u_d2refQ、q轴损耗给定电压u_q2refP和q轴无功给定电压u_q2refQ，计算补偿逆变器的d轴给定电压u_d2ref和q轴给定电压u_q2ref；

(9)根据d轴给定电压u_dref、q轴给定电压u_qref、补偿逆变器的d轴给定电压u_d2ref和q轴给定电压u_q2ref，计算主逆变器的d轴给定电压u_d1ref和q轴给定电压u_q1ref；

(10)根据转子位置角θ_e对两相dq旋转坐标系下的主逆变器给定电压u_d1ref和u_q1ref进行dq/abc坐标变换，得到三相abc静止坐标系下的给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref；根据转子位置角θ_e对两相dq旋转坐标系下的补偿逆变器给定电压u_d2ref和u_q2ref进行dq/abc坐标变换，得到三相abc静止坐标系下的给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref；

(11)根据主逆变器三相给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref和补偿逆变器三相给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref，采用混合不连续PWM调制策略，得到主逆变器中六个IGBT的开关信号S1～S6和补偿逆变器中六个IGBT的开关信号S7～S12，开关信号S1～S6和S7～S12经驱动放大后分别对主逆变器和补偿逆变器的IGBT进行通断控制。

2.根据权利要求1所述的一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，其特征在于：所述步骤(6)中补偿逆变器的d轴损耗给定电压u_d2refP和q轴损耗给定电压u_q2refP的计算方法如下：

其中：K_P和K_I分别是PI4电压控制器的比例系数和积分系数。

3.根据权利要求1所述的一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，其特征在于：所述步骤(7)中补偿逆变器的d轴无功给定电压u_d2refQ和q轴无功给定电压u_q2refQ的计算方法如下：

其中：ω_e为永磁同步电机的电角速度，L_d和L_q分别为直轴电感和交轴电感。

4.根据权利要求1所述的一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，其特征在于：所述步骤(8)中补偿逆变器的d轴给定电压u_d2ref和q轴给定电压u_q2ref的计算方法如下：

5.根据权利要求1所述的一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，其特征在于：所述步骤(9)中主逆变器的d轴给定电压u_d1ref和q轴给定电压u_q1ref的计算方法如下：

6.根据权利要求1所述的一种基于混合不连续PWM的开绕组永磁同步电机瞬时功率解耦控制方法，其特征在于：所述步骤(11)的具体过程如下：

首先将主逆变器三相给定电压u_a1ref、u_b1ref和u_c1ref除以U_dc/2，得到标幺化的三相给定电压m_a1ref、m_b1ref和m_c1ref，并判断三相电压的大小，将最大值和最小值分别表示为m_1max和m_1min；将补偿逆变器三相给定电压u_a2ref、u_b2ref和u_c2ref除以U_cap/2，得到标幺化的三相给定电压m_a2ref、m_b2ref和m_c2ref，并判断三相电压的大小，将最大值和最小值分别表示为m_2max和m_2min；

根据下式即可获得主逆变器的调制信号u_ra1、u_rb1和u_rc1：

其中：u_e1为补偿逆变器的零序调制电压，u_e1的计算方法如下：

如果m_1max+m_1min≥0，则u_e1＝1-m_1max；

如果m_1max+m_1min<0，则u_e1＝-1-m_1min；

根据下式即可获得补偿逆变器的调制信号u_ra2、u_rb2和u_rc2：

其中：u_e2为补偿逆变器的零序调制电压，u_e2的计算方法如下：

如果m_2max+m_2min≥0，则u_e2＝-1-m_2min；

如果m_2max+m_2min<0，则u_e2＝1-m_2max；

最后，将主逆变器的三相调制信号u_ra1、u_rb1和u_rc1和补偿逆变器的三相调制信号u_ra2、u_rb2和u_rc2分别与三角波进行比较，得到主逆变器中六个IGBT的开关信号S1～S6和补偿逆变器中六个IGBT的开关信号S7～S12。