CN113422558B - 一种可变开绕组电机拓扑驱动电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电机驱动电路技术领域，特别涉及一种可变开绕组电机拓扑驱动电路及其控制方法。其驱动电路包括第一逆变器和第二逆变器，在所述第一逆变器和第二逆变器之间的直流母线处设置开关管，通过控制所述开关管的导通和关闭，实现三相逆变器驱动控制电路和共直流母线的开绕组电机驱动电路的功能切换。本发明的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路及其控制方法，其提出拓扑结构的驱动电路，可根据电机工况，配合不同的控制策略，在不同状态下满足最小开关损耗及提高直流电压利用率的需求。

Description

一种可变开绕组电机拓扑驱动电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及电机驱动电路技术领域，特别涉及一种可变开绕组电机拓扑驱动电路及其控制方法。

背景技术

公共直流母线主要应用于多电机传动系统中，用于控制调速系统的高精度，同时将系统在制动过程中产生的再生能源加以合理利用和回收。

公共直流母线采用单独的整流/回馈装置，为系统提供一定功率的直流源，调速用逆变器直接挂接在直流母线上。当系统工作在电动状态时，逆变器从母线上获取电能；当系统工作在发电状态时，能量通过母线及回馈装置直接回馈给电网，以达到节能、提高设备运行可靠性、减少设备维护量和设备占地面积等目的。

现有技术下，常用的为传统三相逆变器驱动控制结构或者共直流母线的开绕组电机驱动结构，而对于这两种驱动电路，其针对电机工况的不同变化时，使用都具有局限性，从而导致了开关损耗大以及直流电压利用率低的不足之处。

发明内容

为了解决现有技术的问题，本发明提供了一种可变开绕组电机拓扑驱动电路及其控制方法，其提出拓扑结构的驱动电路，可根据电机工况，配合不同的控制策略，在不同状态下满足最小开关损耗及提高直流电压利用率的需求。

本发明所采用的技术方案如下：

一种可变开绕组电机拓扑驱动电路及其控制方法，

本发明的驱动电路结构与传统共母线开绕组电机驱动相比，在直流母线处增加两开关管，该结构为可通过控制开关管的导通与关断，改变拓扑结构，形成传统三相逆变器驱动控制结构和共直流母线的开绕组电机驱动结构，与两传统结构相比，该发明提出的拓扑驱动电路可根据电机工况，配合不同的控制策略，在不同状态下满足最小开关损耗及提高直流电压利用率的需求。开关方式能够减小开关损耗，降低直流母线处接触器电流大小。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的电路原理图(亦高转速下的驱动电路的电路原理图)；

图2为本发明的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法中的控制策略步骤计算方法流程图；

图3为本发明的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法中的低转速下，驱动电路的电路原理图；

图4为本发明的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法中的较高转速下，两侧逆变器不同供电方式的驱动电路的电路原理图；

图5为本发明的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法中的双逆变器电压矢量空间分布示意图；

图6为本发明的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法中的一个基波周期内一侧逆变器开关管钳位状态图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例一

如附图1所示，为本实施例的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的可变开绕组电机驱动拓扑原理图。

本实施例提供一种可变开绕组电机拓扑驱动电路，包括第一逆变器和第二逆变器，在所述第一逆变器和第二逆变器之间的直流母线处设置开关管，通过控制所述开关管的导通和关闭，实现三相逆变器驱动控制电路和共直流母线的开绕组电机驱动电路的功能切换。

第一逆变器包括三组相互并联的开关管Q1、Q2，Q3、Q4和Q5、Q6，所述的第二逆变器包括三组相互并联的开关管Q7、Q8，Q9、Q10和Q11、Q12，第一逆变器和第二逆变器之间的直流母线处设置开关管Q13，Q14，第一逆变器一侧连接直流源，另一侧通过电阻器A、B、C连接所述的第二逆变器，所述的第一逆变器与直流源之间并联有第一电容器C1，所述的第二逆变器与所述的开关管之间并联有第二电容器C2。

V_s＝V₁-V₂ (1)

V_S为电机端的电压矢量；V₁为第一逆变器输出的电压矢量；V₂为第二逆变器输出的电压矢量。

在α、β两相静止坐标系下，第一逆变器输出的有功功率为P₁，第二逆变器输出的有功功率为P₂，两侧逆变器流向电机的有功功率Pm可分别表示为：

其中：V_α1、V_β1为第一逆变器的电压矢量，V_α2、V_β2为第二逆变器的电压矢量，i_α、i_β为电流矢量I_S在定子两相静止坐标系α、β轴上的分量。

由上式可知，通过控制两侧逆变器开关管进而控制两侧逆变器的输出电压，可以对两侧逆变器输出的有功功率进行有效控制。

实施例二

本实施例提供一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法，具体实施如下：

本实施例的可变开绕组电机拓扑驱动电路，其控制过程主要分以下工况：

1.如附图3所示，在电机转速低于额定转速30％时，永磁同步电机反电势较低，传统三相逆变器结构与共母线开绕组驱动结构相比，利用较少开关管与开关次数即可满足电机运行工况。此时，第一逆变器直流母线与直流源相连，共直流母线处的两开关管Q13、Q14断开，第二逆变器开关管全部导通。此时，第一逆变器桥臂形成传统的三相逆变器，通过对第一逆变器开关管进行PWM调制方式，满足电机的运行工况；第二逆变器各桥臂捏合到一点，形成永磁同步电机星形连接的中性点N点。

该结构在控制过程中，仅需对第一逆变器的6个开关管进行导通关断的控制，相比于开绕组电机驱动控制的12个开关管，降低了一半开关损耗，节约功耗。

2.如附图4所示，随着转速升高，电机反电势随之提高。此时额定转速30％≤电机转速＜额定转速，第一逆变器直流母线与直流源相连，共直流母线处两开关管Q13、Q14仍保持断开，第二逆变器直流端仅与电容C2相连。控制左侧桥臂开关管导通关断，使直流电源的输出电压大部分甚至是全部用于输出有功功率；控制右侧桥臂开关管导通关断，使得无功功率完全由电容提供。

该结构与传统三相逆变器相比，提高了直流电压利用率，提高了电机控制器的功率密度。同时，在该结构对右侧桥臂开关管进行调制，V_α2、V_β2逐步增大，提高了第二逆变器直流端电容C2两端的电压。该措施防止在后续步骤中闭合Q13与Q14，母线电容两端电压瞬时变化过大，造成直流母线浪涌电流过大发生炸管等危害。

3.电机转速继续提高，当此时转速超过额定转速时，需要更大转速范围，更高直流电压利用率。

如附图1所示，此时，直流母线处开关管Q13、Q14闭合，两侧均为三相逆变器，形成共直流母线开绕组驱动拓扑结构。可对两侧开关管加以策略进行调制，使开关损耗最小。

为使得系统开关损耗最小，在一个开关周期内，尽量满足一侧桥臂始终不动作，仅对另一侧桥臂进行调制。即使一侧桥臂输出的电压矢量为U1～U6中任一有效电压矢量，另一桥臂输出电压根据已知定子参考电压与已知桥臂输出电压矢量计算得出。

如附图2所示，本实施例的计算方法包括以下步骤：

A、计算在同步旋转坐标系上的电机参考电压矢量；

B、根据计算出的电机参考电压矢量，确定两个逆变器中的一个的参考电压矢量；

C、根据已经确定的一个逆变器的参考电压矢量，确定输出该参考电压矢量的钳位开关状态，并计算得到第二个逆变器的参考电压矢量；

D、根据第二个逆变器的参考电压矢量，确定输出该参考电压矢量的开关状态；

E、将两个逆变器开关状态分别实施给第一逆变器和第二逆变器，分别计算此时第二逆变器的对应功率；

F、第二逆变器的功率最小时，对应开关状态被选为第一、第二逆变器的输出开关状态。

计算方法具体如下：

利用最小拍电流预测控制方法计算在同步旋转坐标系(dq坐标系)上的电机定子参考电压矢量，在所述同步旋转坐标系上的d轴、q轴和0轴的电机参考电压矢量的方程式为：

其中，V_dref,V_qref和V_0ref分别表示电机在同步旋转坐标系上d轴、q轴和0轴上的参考电压矢量；

和

分别表示设置在同步旋转坐标系上d轴、q轴和0轴上的参考电流分量；i_d(k),i_q(k)和i₀(k)分别表示电机在同步旋转坐标系上d轴、q轴和0轴上k时刻的电流分量；R,L和M分别表示定子绕组电阻、自感和互感；L_d,L_q分别代表旋转坐标系下d轴、q轴上的电感分量，L_d＝L_q＝L；L₀＝L-2M代表零序电感；ω，θ，ψ_f1，ψ_f3分别为电角速度，转子位置角，基波转子磁链，转子磁链三次谐波分量；T_s表示采样时间。

将两相同步旋转坐标上的电压参考矢量通过Clark变换，得到在两相静止坐标系上的电压参考矢量V_αref、V_βref，可表示为：

电机参考电压矢量的位置角可表示为：

根据上述控制，得到电机定子参考电压矢量V_S及其位置角。

如图5中得到所述电机参考电压矢量V_s。根据参考电压矢量位置角θ₁不同，先确定一侧逆变器的参考电压矢量为V_m，则另一侧逆变器的参考电压矢量V_n由V_s与V_m做差计算所得，即V_n＝V_s-V_m。

为使系统开关损耗最小，在一个开关周期内，使一侧桥臂始终不动作，仅对另一侧桥臂进行调制。即令一侧桥臂输出的参考电压矢量V_m为U1～U6中任一有效电压矢量，该桥臂开关始终被钳位至一个状态，不发生改变；另一桥臂输出参考电压矢量V_n根据已知定子参考电压矢量V_s与已知桥臂输出电压矢量V_m计算得出，通过svpwm进行调制。此时开关损耗仅为传统调制方法的1/2倍。

若V₁＝V_m，则V₂＝V_n；若V₁＝V_n，则V₂＝V_m。

由于所述发明中，直流母线处有接触器Q13、Q14，因而需尽量减小接触器Q13、Q14处流经的电流。根据下述公式，对V₁与V₂的电压进行选择。

由图1所给出拓扑中可知，Q13、Q14处电流大小仅与第二逆变器调制有关。即：

其中，P₂为第二逆变器输出功率，V_d2、V_q2分别为第二逆变器参考电压矢量V₂在两相旋转坐标系下d轴与q轴的电压分量，i_d、i_q分别为开绕组电机在两相旋转坐标系下d轴与q轴的电流分量，U_d为直流电压，i_Q13为接触器处直流电流。

按上述步骤，将第二逆变器的两种电压矢量根据下述公式，计算得到一个预测电流。

其中，V_dq0-1(k)表示一侧逆变器在k时刻产生的8个电压矢量；V_dq0-2(k)表示另一侧逆变器在k时刻产生的8个电压矢量。

在同步旋转坐标系上预测的d轴和q轴电流和零序电流，设计如下目标函数：

当目标函数的值最小，所用的预测电流所对应的电压矢量即为另一侧逆变器参考电压矢量。继续根据上述P₂最小的原则，分配两逆变器参考电压矢量。

如图6所示，一侧开关管在基波周期/2过程中为导通状态，基波周期/2过程中为关断状态。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法，所述的可变开绕组电机拓扑驱动电路包括：包括第一逆变器和第二逆变器，其特征在于，在所述第一逆变器和第二逆变器之间的直流母线处设置开关管，通过控制所述开关管的导通和关闭，实现三相逆变器驱动控制电路和共直流母线的开绕组电机驱动电路的功能切换；所述的第一逆变器一侧连接直流源，另一侧通过开绕组电机绕组连接所述的第二逆变器，所述的第一逆变器与直流源之间并联有第一电容器，所述的第二逆变器与所述的开关管之间并联有第二电容器；

所述的控制方法包括：

A、在电机转速＜额定转速30％下，第一逆变器直流母线与直流源相连，共直流母线处的两开关管断开，第二逆变器开关管全部导通，此时，左侧桥臂形成传统的三相逆变器，通过对第一逆变器开关管进行PWM调制方式，右侧各桥臂将电机绕组一端捏合到一点，形成永磁同步电机星形连接的中性点N点；

B、转速到达额定转速30％，第一逆变器直流母线与直流源相连，共直流母线处两开关管仍保持断开，第二逆变器直流端仅与第二电容器相连，控制左侧桥臂开关管导通关断，使直流电源的输出电压大部分甚至是全部用于输出有功功率；控制右侧桥臂开关管导通关断，使得无功功率完全由电容提供；

C、电机转速继续提高，到达额定转速；

直流母线处开关管闭合，两侧均为三相逆变器，形成共直流母线开绕组驱动拓扑结构，对两侧开关管加以策略进行调制，使两逆变器开关损耗最小，并使逆变器1与逆变器2连接处直流母线电流较小；

所述的策略包括以下：

C1、计算在同步旋转坐标系上的电机参考电压矢量；

C2、根据计算出的电机参考电压矢量，确定两个逆变器中的一个的参考电压矢量；

C3、根据已经确定的一个逆变器的参考电压矢量，确定输出该参考电压矢量的钳位开关状态，并计算得到第二个逆变器的参考电压矢量；

C4、根据第二个逆变器的参考电压矢量，确定输出该参考电压矢量的开关状态；

C5、将两个逆变器开关状态分别实施给第一逆变器和第二逆变器，分别计算此时第二逆变器的对应功率；

C6、第二逆变器的功率最小时，对应开关状态被选为第一、第二逆变器的输出开关状态。

2.根据权利要求1所述的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法，其特征在于，为使得系统开关损耗最小，在一个开关周期内，尽量满足一侧桥臂始终不动作，仅对另一侧桥臂进行调制，且满足最小直流母线电流。

3.根据权利要求1所述的一种可变开绕组电机拓扑驱动电路的控制方法，其特征在于，所述的策略计算方法具体如下：

利用最小拍电流预测控制方法计算在同步旋转坐标系(dq坐标系)上的电机定子参考电压矢量，在所述同步旋转坐标系上的d轴、q轴和0轴的电机参考电压矢量的方程式为：

其中，V_dref,V_qref和V_0ref分别表示电机在同步旋转坐标系上d轴、q轴和0轴上的参考电压矢量；

和

分别表示设置在同步旋转坐标系上d轴、q轴和0轴上的参考电流分量；i_d(k),i_q(k)和i₀(k)分别表示电机在同步旋转坐标系上d轴、q轴和0轴上k时刻的电流分量；R,L和M分别表示定子绕组电阻、自感和互感；L_d,L_q分别代表旋转坐标系下d轴、q轴上的电感分量，L_d＝L_q＝L；L₀＝L-2M代表零序电感；ω，θ，ψ_f1，ψ_f3分别为电角速度，转子位置角，基波转子磁链，转子磁链三次谐波分量；T_s表示采样时间；

将两相同步旋转坐标上的电压参考矢量通过Clark变换，得到在两相静止坐标系上的电压参考矢量V_αref、V_βref，可表示为：

电机参考电压矢量的位置角可表示为：

根据上述控制，得到电机定子参考电压矢量V_S及其位置角；

得到所述电机定子 参考电压矢量Vs；根据参考电压矢量位置角θ₁不同，先确定一侧逆变器的参考电压矢量为V_m，则另一侧逆变器的参考电压矢量V_n由V_s与V_m做差计算所得，即V_n＝V_s-V_m；

为使系统开关损耗最小，在一个开关周期内，使一侧桥臂始终不动作，仅对另一侧桥臂进行调制；即令一侧桥臂输出的参考电压矢量V_m为U1～U6中任一有效电压矢量，该桥臂开关在一个开关周期内始终被钳位至一个状态，不发生改变；另一桥臂输出参考电压矢量V_n根据已知定子参考电压矢量V_s与已知桥臂输出电压矢量V_m计算得出，通过svpwm进行调制；

若V₁＝V_m，则V₂＝V_n；若V₁＝V_n，则V₂＝V_m；V₁为第一逆变器参考电压矢量；V₂为第二逆变器参考电压矢量

根据下述公式，对V₁与V₂的电压进行选择：

系统开关损耗包括两逆变器开关损耗，与直流母线处接触器损耗；在保证两逆变器开关损耗最小的前提下，使直流母线开关管处电流最小，保证此时直流母线处开关管Q13在发生动作时损耗最小；开关管电流大小仅与第二逆变器调制有关；即：

其中，P₂为第二逆变器输出功率，V_d2、V_q2分别为第二逆变器参考电压矢量V₂在两相旋转坐标系下d轴与q轴的电压分量，i_d、i_q分别为开绕组电机在两相旋转坐标系下d轴与q轴的电流分量，U_d为直流电压，i_Q13为接触器处直流电流；

按上述步骤，将第二逆变器的两种电压矢量根据下述公式，计算得到一个预测电流：

其中，V_dq0-1(k)表示一侧逆变器在k时刻产生的8个电压矢量；V_dq0-2(k)表示另一侧逆变器在k时刻产生的8个电压矢量；

在同步旋转坐标系上预测的d轴和q轴电流和零序电流，设计如下目标函数：

当目标函数的值最小，所用的预测电流所对应的电压矢量即为另一侧逆变器参考电压矢量，继续根据上述P₂最小的原则，分配两逆变器参考电压矢量。

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